8—-Проектирование РПУ

Радиопередающие
устройства

Методическое пособие по курсовому проектированию
для студентов всех форм обучения
по специальности
201100 «Радиосвязь, радиовещание и телевидение»
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]
[ Cкачайте файл, чтобы посмотреть ссылку ]

Введение
Объектами профессиональной деятельности инженера по специальности 201100 «Радиосвязь, радиовещание и телевидение» являются радиопередающие, радиоприемные и телевизионные центры, системы звукозаписи, радиовещания и радиофикации, системы радиосвязи, радиорелейные линии, спутниковые системы связи и телевизионного вещания.
Дисциплина "Радиопередающие устройства" является одной из профилирующих по специальности «Радиосвязь, радиовещание и телевидение». Целью изучения дисциплины является подготовка студентов к самостоятельной инженерной деятельности по использованию радиопередающих устройств в промышленных и эксплуатационных предприятиях различных ведомств, а также в научно-исследовательских и конструкторских организациях.
Радиопередающее устройство (РПУ) является обязательной составной частью любой радиотехнической системы. Хорошее представление о передающих устройствах позволяет освоить системный подход при изучении последующих дисциплин (радиовещание, телевидение, космические и наземные системы радиосвязи, радиовещания и телевидения).
После изучения курса "Радиопередающие устройства" студент обязан
знать
принципы работы, теорию и методы расчета генераторов с внешним возбуждением (ГВВ);
принципы работы и простейшие схемы ГВВ и автогенераторов, амплитудных, частотных и фазовых модуляторов;
принципы работы, основы теории и методику расчета радиопередатчиков с амплитудной, однополосной и угловой модуляцией;
особенности построения телевизионных передатчиков сигналов изображения и передатчиков радиорелейной и спутниковой связи.
уметь
разрабатывать и согласовывать техническое задание на проектирование и производство передающих устройств и узлов;
разрабатывать и обосновывать структурные и принципиальные схемы передающих узлов и устройств;
осуществлять схемотехническое проектирование разрабатываемых передающих узлов и устройств;
выполнять расчеты, связанные с определением значений параметров режима и элементов передающих узлов и устройств;
пользуясь литературой и справочниками, рассчитывать параметры режимов, выбирать необходимые электронные приборы, рассчитывать элементы схем ГВВ;
осуществлять техническую эксплуатацию профессиональной и бытовой радиопередающей аппаратуры.
иметь представление
о структурных схемах типовых передатчиков для радиосвязи, радиовещания и телевидения, радиорелейной и спутниковой радиосвязи;
о требованиях электромагнитной совместимости;
о конструктивном выполнении РПУ.
Целью организации курсового проектирования по РПУ для студентов специальности "Радиосвязь, радиовещание и телевидение" является отработка на практике алгоритмов проектирования радиопередающих устройств различного назначения. Трудности при проектировании РПУ связаны с многообразием задач проектирования. Отчасти это определяется большой номенклатурой типов РПУ и широким применением при их построении различных активных элементов электровакуумного и полупроводникового типов. Большая часть малогабаритных РПУ особенно малой и средней мощности выполняется с использованием полупроводниковых приборов. Данное методическое пособие систематизирует изложение отдельных вопросов проектирования транзисторных РПУ.
В приложениях к методическому пособию даны форма бланка задания на проектирование, пример оформления титульного листа, а также некоторые полезные при проектировании справочные данные, формулы, таблицы и графики.
Курсовой проект состоит из пояснительной записки и чертежей (структурная и принципиальные схемы, спецификация к принципиальной схеме), которые выполняются в соответствии с требованиями ЕСКД и рекомендаций СТП [1], [2], [3], [4]. Достоверность полученных результатов желательно подтвердить компьютерным моделированием отдельных каскадов. Все технические решения при проектировании должны быть обоснованы. Данные, взятые из литературы, должны сопровождаться ссылками на литературу. Справочные данные, взятые из литературы (параметры, графики, вольтамперные характеристики активных элементов), необходимо приводить в приложениях к пояснительной записке.
Проект сдается на проверку не позднее даты, указанной в задании. После проверки преподавателем проект допускается к защите либо возвращается с замечаниями студенту на доработку.
Защита курсовых проектов производится преподавателю, проводившему занятия по РПУ, либо комиссии, назначенной заведующим кафедрой. Защита состоит из краткого (57 минут) доклада студента (постановка задачи проектирования, обоснование структурной и функциональной схем и принятых технических решений) и вопросов комиссии по содержанию проекта. По результатам защиты в ведомость и зачетную книжку проставляется оценка. Неудовлетворительная оценка, полученная по результатам защиты проекта, может являться основанием для выдачи нового задания повторного проектирования.

1. Перечень используемых в РПУ сокращений

АМ - амплитудный модулятор (амплитудная модуляция);
АЧХ - аплитудно-частотная характеристика;
АПЧ - автоматическая подстройка частоты;
АЭ - активный элемент;
ВАХ - вольтамперная характеристика;
ГВВ - генератор с внешним возбуждением;
ГУН - генератор, управляемый напряжением;
БМ - балансный модулятор (балансная модуляция);
БТ - биполярный транзистор;
ДГ - диод Ганна;
ДНЗ - диод с накоплением заряда;
ДПКД - делитель частоты с переменным коэффициентом деления;
ЗГ - задающий генератор;
И - интегратор;
ИМ - импульсный модулятор (импульсная модуляция);
М - модулятор (модуляция);
МДМ - мост деления мощностей;
МК - модулируемый каскад;
МСМ - мост сложения мощностей;
ОБП - одна боковая полоса;
ОМ - однополосный модулятор (однополосная модуляция);
ПП - полупроводниковый прибор;
ПТ - полевой транзистор;
ПФ - полосовой фильтр;
РПУ - радиопередающее устройство;
ТД - туннельный диод;
УНЧ - усилитель низкой частоты;
УМ - усилитель мощности;
УМК - усилитель модулированных колебаний;
УЧ - умножитель частоты;
ЧМ - частотный модулятор (частотная модуляция);
Ф - фильтр;
ФАПЧ - фазовая автоматическая подстройка частоты;
ФВ - фазовращатель;
ФВЧ - фильтр верхних частот;
ФМ - фазовый модулятор (фазовая модуляция);
ФНЧ - фильтр низких частот;
ФЧХ - фазочастотная характеристика;
ЦС - цепь согласования;
ЭВП - электровакуумный прибор.


2. Перечень используемых обозначений

E - напряжение источника питания, [В];
- пик фактор, [1], [%];
f0 - несущая частота, [Гц];
- ток, потребляемый от источника питания, [А];
- размах импульса тока, [А];
n - амплитуда n-той гармоники тока, [А];
Кf - коэффициент перекрытия частоты, [1], [%];
КР - коэффициент усиления по мощности, [1], [дБ];
m - индекс (глубина) модуляции, [1];
Р0 - мощность, потребляемая от источника питания, [Вт];
Рn - мощность n-той гармоники, [Вт];
Р~ - колебательная (полезная) мощность, [Вт];
Рк - мощность, рассеиваемая на коллекторе, [Вт];
S - крутизна активного элемента, [мА/В];
Un - амплитуда напряжения n-той гармоники частоты, [В];
L - индуктивность, [Гн];
R - сопротивление, [Ом];
C - емкость, [ф];
t - время, [с];
a - коэффициент передачи тока эмиттера, [1];
a0 - коэффициент передачи тока эмиттера по постоянному току, [1];
b - коэффициент передачи тока базы, [1];
b0 - коэффициент передачи тока базы по постоянному току, [1];
an(q) - коэффициенты Берга, [1];
gn(q) - коэффициенты Берга, [1];
gn(q) - коэффициенты Берга, [1];
w0 - круговая несущая частота, [рад/с];
wb - предельная частота усиления тока базы биполярного транзистора,
[рад/с];
wa - предельная частота усиления тока эмиттера транзистора, [рад/с];
wт - граничная частота усиления тока базы транзистора, [рад/с];
wд - девиация частоты, [рад/с];
j - фаза, [рад], [град];
j0 - начальная фаза, [рад], [град];
q - угол отсечки тока, [рад], [град];
t - временной сдвиг, [с];
e - диэлектрическая проницаемость, [ф/м];
h - коэффициент полезного действия, [1], [%];
(f - абсолютная нестабильность частоты, [Гц];
df - относительная нестабильность частоты, [1], [%];
x - коэффициент использования напряжения, [1];
Q - добротность, [1];
- длина волны, [м].


3. Классификация РПУ

Разнообразие областей практического применения РПУ и условий их эксплуатации, а также быстрое совершенствование полупроводниковой технологии является причиной больших различий типов современных РПУ.
Радиопередающие устройства классифицируются по следующим признакам:
в зависимости от диапазона длин волн:
длинноволновые (l> 3000 м),
средневолновые (3000 м >l> 200 м),
промежуточных волн (200 м >l> 50 м),
коротковолновые (50 м >l> 10 м),
ультракоротковолновые (10 м >l);
в зависимости от назначения:
радиовещательные,
телевизионные,
радиорелейные,
связные,
радиолокационные,
радионавигационные,
телеметрические и другие;
в зависимости от места установки:
стационарные,
подвижные;
в зависимости от мощности излучения:
очень малой мощности (Р~<3 Вт),
малой мощности (3 Вт <Р~<100 Вт),
средней мощности (0,1 Вт<Р~<3 кВт),
мощные (3 кВт <Р~<100 кВт),
сверхмощные (100 кВт <Р~);
в зависимости от используемой элементной базы:
ламповые,
лампово-полупроводниковые,
полупроводниковые;
в зависимости от вида используемого сигнала:
модулированные,
манипулированные;
в зависимости от вида модуляции:
АМ,
ЧМ,
ФМ,
ОМ,
с комбинированной модуляцией;
в зависимости от ширины спектра используемого сигнала:
узкополосные,
широкополосные.


4. Типовые структурные схемы РПУ

Структура проектируемого радиопередающего устройства зависит от назначения, вида модуляции, выходной мощности и ряда дополнительных параметров, которые могут быть определены в задании на проектирование.
Задача составления структурной схемы состоят в том, чтобы определить оптимальное число каскадов высокой частоты между возбудителем (автогенератором) и выходом радиопередающего устройства, обеспечивающее выполнение заданных технических требований к радиопередающему устройству при минимальных затратах средств на изготовление, высоком коэффициенте полезного действия и выполнении других требований задания на проектирование.
В процессе составления структурной схемы определяется минимально необходимое число питающих напряжений.
Для обеспечения высокой стабильности частоты радиопередающего устройства его обычно строят по многокаскадной схеме. Исходя из требований необходимости получения большого коэффициента усиления тракта между ЗГ и выходным каскадом, при большом запасе устойчивости в радиопередающем устройстве применяют умножители частоты.
Для проектирования предлагается один из следующих типов радиопередающих устройств:
- связное однополосное;
- связное с частотной модуляцией;
- телеметрическое;
- с импульсной модуляцией;
- радиовещательное с АМ;
- радиовещательное с ЧМ;
- телевизионное изображения;
- телевизионное звука.
Ниже предлагаются некоторые варианты структурных схем РПУ, и дается их сравнительный анализ.


4.1. Радиопередающие устройства с АМ

Амплитудная модуляция широко используется благодаря несложности аппаратуры для ее реализации [5], [6], [7], [8].
В зависимости от места осуществления модуляции, различают:
АМ в промежуточных каскадах;
АМ в выходном каскаде.
По виду схемы амплитудно-модулируемого каскада различают:
амплитудную модуляцию на входной электрод активного элемента;
амплитудную модуляцию на выходной электрод активного элемента;
амплитудную модуляцию на входной и выходной электроды активного элемента (комбинированная АМ);
амплитудную модуляцию путем изменения связи с нагрузкой;
амплитудную модуляцию путем шунтирования нагрузки;
амплитудную модуляцию с переключаемыми источниками питания.
В зависимости от схемы и места осуществления модуляции изменяется коэффициент полезного действия, максимальная глубина модуляции, необходимая мощность модулирующего сигнала, коэффициент нелинейных искажений и другие параметры РПУ.
На рис. 1 приведена структурная схема РПУ с АМ на выходной каскад передатчика.
Колебания маломощного задающего генератора с частотой w0 усиливаются несколькими последовательно включенными каскадами усиления и умножения частоты до заданной мощности Р~ и частоты Nw0. В мощных оконечных каскадах производится амплитудная модуляция. При относительно небольших мощностях (Р~ё1 кВт) в качестве активных элементов в выходных каскадах используются мощные полевые и биполярные транзисторы. В необходимых случаях для увеличения полезной выходной мощности объединяются для совместной работы несколько транзисторов путем параллельного, двухтактного включения или с помощью схем сложения мощностей.

Рис. 1. Радиопередающее устройство с АМ.





На выходе модулируемого каскада устанавливается цепь согласования, согласующая его выходное сопротивление с сопротивлением фидера или антенны.


4.2. Связное однополосное РПУ

Однополосная модуляция является основным режимом работы РПУ в телефонных радиолиниях. Существует много способов формирования однополосного сигнала [7], [8]. Один из вариантов структурной схемы РПУ с ОМ приведен на рис. 2.
В большинстве случаев ОМ сигнал формируется на относительно низких частотах (на 128 кГц или 500 кГц, что определяется наличием узкополосных кварцевых и электромеханических фильтров с высокой крутизной спада частотной характеристики и высоким подавлением сигнала в полосе задерживания на этой частоте) фильтровым способом, а затем с помощью преобразователей частоты переносится в рабочий диапазон частот. Структура ОМ РПУ определяется соотношением этих частот.

Рис. 2. Радиопередающее устройство с ОМ.





В РПУ с рабочим диапазоном до 34 МГц сформированный на 500 кГц однополосный сигнал сразу переносится в диапазон рабочих частот.
Звуковой сигнал с выхода УНЧ поступает на балансный модулятор БМ1, на второй вход которого подается синусоидальный сигнал с частотой 500 кГц с генератора G1. С выхода балансного модулятора снимается АМ сигнал с подавленной средней частотой. Остаток средней частоты и вторая боковая полоса подавляются фильтром Ф1 до уровня -(4060) дБ. ОБП сигнал с выхода фильтра Ф1 и вспомогательное синусоидальное напряжение с генератора G2 подаются на второй балансный модулятора БМ2. Фильтр Ф2 настроен на рабочую частоту РПУ и выполняется, как правило, на системе связанных контуров. Далее в усилителе мощности УМ производится основное усиление мощности до необходимого уровня. К усилителю мощности сигнала ОМ предъявляются требования высокой линейности амплитудной характеристики, поэтому имеются определенные особенности проектирования подобных усилителей мощности.
Особенностью построения усилителей однополосных сигналов является работа без отсечки выходного тока в режиме класса А, либо использование двухтактной схемы с углом отсечки 90 градусов. Для получения высокой линейности амплитудной характеристики активные элементы ГВВ в ОМ РПУ, как правило, недоиспользуются по мощности.
Оба генератора выполняются с использованием кварцевой стабилизации частоты. При необходимости перехода на другую рабочую частоту производится переключение кварцев в генераторе G2 и перестраивается фильтр Ф2, что не всегда удобно.
Другой вариант радиопередатчика с ОМ за счет некоторого усложнения структурной схемы позволяет уменьшить число коммутируемых цепей при смене рабочей частоты (рис. 3.).

Рис. 3. Радиопередатчик с ОМ.






ОБП сигнал, сформированный на частоте 500 кГц, переносится с помощью балансного модулятора БМ2 на промежуточную частоту, лежащую выше самой верхней частоты рабочего диапазона. В РПУ низовой связи, рабочий диапазон которых 1,68,0 МГц, эта промежуточная частота выбирается равной 10,7 МГц, для которой выпускаются узкополосные пьезоэлектрические фильтры. Источником гетеродинного напряжения для последнего преобразования частоты служит синтезатор сетки дискретных частот. Задача подавления нежелательных продуктов преобразования решается просто, если они располагаются выше диапазона рабочих частот РПУ. Реализовать это условие можно, если рабочая частота РПУ определяется разностью частоты синтезатора и 10,7 МГц. Следовательно, частота синтезатора должна быть выше рабочей частоты РПУ на 10,7 МГц. Подавление нежелательных продуктов преобразования на выходе балансного модулятора БМ3 осуществляется фильтром нижних частот Ф3, частота среза которого находится вблизи верхней рабочей частоте РПУ. При смене рабочей частоты в данной схеме меняется только частота синтезатора.
Представленные на рис. 2 и 3 схемы построены по фильтровому принципу (выделение одной боковой полосы производится системой фильтров). Кроме этого используются фазокомпенсационные и фазофильтровые схемы получения однополосного сигнала [8], [9].


4.3. РПУ с частотной модуляцией.

Частотная модуляция в РПУ реализуется одним из следующих методов:
прямой метод ЧМ;
косвенный метод ЧМ.
При прямой ЧМ информационное сообщение воздействует на частоту задающего генератора посредством электрически управляемых реактивных элементов [5], [6]. Как правило, при прямом методе ЧМ для обеспечения необходимой стабильности средней частоты РПУ необходимо использовать частотную или фазовую автоматическую подстройку частоты задающего генератора, что существенно усложняет схему.
При косвенной ЧМ производится модуляция фазы высокочастотного сигнала по такому закону, что выходной сигнал оказывается промодулированным по частоте в соответствии с информационным сообщением.
Структурная схема РПУ с прямым методом ЧМ приведена на рис. 4.

Рис. 4. Радиопередатчик с прямой ЧМ.



Модулирующее напряжение с выхода УНЧ поступает на реактивный транзистор или варикап задающего генератора G1, выполненного по схеме RC или LC автогенератора (при относительной девиации частоты не более 0,0001 иногда используется модуляция по частоте кварцевого генератора).
Выходной сигнал задающего генератора усиливается в усилителе УМ1, частота его умножается в умножителе частоты УЧ, очищается в фильтре Ф от нежелательных спектральных составляющих, появляющихся в процессе умножения, усиливается по мощности до необходимой величины в усилителе УМ2 и через цепь согласования ЦС подается в антенную систему. Умножитель частоты в данной схеме увеличивает в такое же число раз девиацию частоты сигнала.
На рис. 5 приведена структурная схема ЧМ РПУ с ФАПЧ.

Рис. 5. Радиопередатчик с прямой ЧМ.








В данной схеме генератор, управляемый напряжением ГУН G2 модулируется по частоте низкочастотным сигналом с выхода УНЧ. На вход фазового детектора ФД подается поделенный по частоте сигнал с генератора G2 и сигнал от высокостабильного опорного генератора G1.
Частота среза фильтра низких частот ФНЧ выбирается ниже минимальной частоты в спектре модулирующего сигнала, при этом петля ФАПЧ не оказывает влияния на процесс модуляции по частоте.
Изменением коэффициента деления ДПКД можно оперативно изменять несущую частоту РПУ.
Косвенный метод ЧМ основан на преобразовании фазовой модуляции в частотную (рис.6).
Сигнал с усилителя низкой частоты УНЧ поступает на интегратор (частотно-зависимую цепь с коэффициентом передачи, убывающим обратно пропорционально частоте) и далее на управляющий вход фазовращателя ФВ. С выхода фазовращателя сигнал умножается по частоте, фильтруется и усиливается по мощности по аналогии со схемой рис. 4.
Стабильность частоты выходного сигнала определяется в этой схеме стабильностью частоты генератора G, который может быть выполнен высокостабильным кварцевым.


Рис. 6. Радиопередатчик с косвенной ЧМ.




Недостатком косвенной ЧМ является трудность получения больших девиаций частоты wд из-за небольших возможных пределов изменения фазы большинства схем фазовых модуляторов, и, следовательно, необходимость в большой кратности умножения частоты:

wд=mwмин,

где m - индекс фазовой модуляции (в радианах);
wмин - минимальная частота передаваемого сообщения.
Индекс фазовой модуляции определяется используемым фазовращателем и, как правило, лежит в пределах от 50 до 120 градусов при условии, чтобы нелинейные искажения не превышали величины 610 %.
Структурные схемы РПУ других типов можно найти в многочисленной литературе по проектированию ([5], [6], [7], [8] и др.).


5. Порядок проектирования радиопередающих устройств

При проектировании РПУ необходимо учитывать не только его назначение и диапазон волн, а также следующие основные тактико-технические характеристики:
параметры антенной системы или фидера;
мощность РПУ в антенне в режиме несущей;
стабильность частоты РПУ;
требования к фильтрации побочных частот;
глубина модуляции (при амплитудной модуляции) или индекс модуляции (при фазовой и частотной модуляции);
ширина спектра модулирующего сигнала.
Методика расчета СВЧ передатчиков в пособии не рассматривается.
Если часть из необходимых для проектирования параметров не задано, то их следует доопределить, исходя из назначения проектируемого РПУ.
На первом этапе проектирования изучаются технические требования к РПУ, на основании чего принимается предварительное решение о выборе элементной базы.
На втором этапе переходят к расчету и составлению структурной схемы РПУ:
определяется необходимое количество каскадов;
предварительно выбирается схема каждого из них;
выбираются типы активных элементов для каждого из каскадов, способы стабилизации частоты, режимов работы, вида модуляции.
Следующим этапом является энергетический расчет каскадов:
- рассчитывается требуемый коэффициент фильтрации, на основании чего выбирается тип цепи согласования;
- рассчитывается необходимая выходная мощность, производится расчет выходного каскада на заданную мощность, определяется напряжение источника питания;
- используя значение оптимального сопротивления нагрузки выходного каскада, рассчитывается цепь согласования;
- производится расчет промежуточных каскадов;
- производится расчет возбудителя;
- производится расчет низкочастотного тракта (если в задании отсутствует данный пункт, то он может не выполняться).
После энергетического расчета проводят электрический расчет перечисленных каскадов.
Схема должна быть расчитана таким образом, чтобы использовать минимальное число напряжений питания (в простейшем случае один источник питания, величина напряжения которого определяется при расчете выходного каскада. Недопустимо использовать разные питающие напряжения для всех каскадов. Напряжения смещения получаются, как правило, от источника питания выходного электрода активного элемента. Осле полного расчета принципиальной схемы РПУ производится определение мощности, потребляемой от всех источников питания и вычисление промышленного кпд.
В ходе выполнения электрического расчета определяются требования к элементам принципиальных схемы:
резисторы (тип, рассеиваемая мощность, номинальное значение сопротивления, допустимые отклонения от номинального значения);
конденсаторы (тип, рабочее напряжение, номинальное значение емкости, допустимые отклонения от номинального значения);
индуктивности (тип, рабочий ток, номинальное значение индуктивности);
кварцевые резонаторы (тип).
Результаты электрического расчета желательно подтвердить компьютерным моделированием работы каскадов.
На заключительном этапе проектирования производят конструктивный расчет элементов выходной цепи согласования. Конструктивный расчет деталей состоит в определении их геометрических размеров, числа и формы пластин конденсаторов переменной емкости, числа витков, диаметра провода, диаметра и длины каркаса катушек и вариометров.


5.1. Общие рекомендации к предварительному расчету РПУ

Любой радиопередатчик состоит из умножителей частоты и усилителей мощности. На начальном этапе проектирования следует определить основные параметры структурной схемы (необходимую величину коэффициента умножения частоты и коэффициента усиления по мощности).
Производится проверка необходимости разбиения на поддиапазоны (производится, если в задании определена не несущая частота, а диапазон рабочих частот):

,

если полученный коэффициент перекрытия частоты не больше двух, то разбиения на поддиапазоны не требуется, иначе определяем необходимое число поддиапазонов

,

принимаем число поддиапазонов, равное ближайшему большему целому значению и уточняем значение коэффициента перекрытия частоты



и рассчитываем границы поддиапазонов





. . .


Производится определение необходимого коэффициента умножения частоты.
Для обеспечения высокой стабильности частоты в задающих генераторах используют кварцевую стабилизацию частоты. В транзисторных схемах не рекомендуется выбирать кварцевый резонатор с рабочей частотой большей 510 МГц. При этом коэффициент умножения в УЧ радиопередатчика:



В качестве коэффициента умножения выбирается ближайшее большее целое число . Если полученное значение , то следует применять несколько каскадов умножения частоты. Для этого необходимо представить полученное значение коэффициента умножения в виде произведения сомножителей, величина каждого из которых не должна превышать трех

N= N1 N2 N3 ... Nк,

где Nк - коэффициент умножения к-того каскада умножителя.
После этого рассчитывается номинальное значение частоты задающего генератора



Определяется номинальная мощность активного элемента выходного каскада.
При расчете мощности необходимо учитывать потери в выходной колебательной системе (hк), цепях согласования (hцс) и фидере (hф) соединения выходной ступени с антенной. Ориентировочные значения коэффициентов этих параметров на предварительном этапе рекомендуется принимать в пределах:
hк @ 0,80,95,
hф @ 0,850,95,
hцс @ 0,70,9.

При этом необходимо получить колебательную мощность на выходном каскаде усилителя мощности


где - коэффициент производственного запаса (рекомендуется выбирать в пределах 1,21,4);
- коэффициент, учитывающий вид модуляции (для угловой модуляции равен единице, а при амплитудной (1+m)І).
Производится определение необходимого коэффициента усиления и числа каскадов.
Необходимый коэффициент усиления по мощности Кр определяется при ориентировочной мощности задающего генератора 510 мВт:

Кр = Р~вых/(Р~зг)

После проведения всех расчетов значение коэффициента полезного действия колебательной системы должно быть уточнено. Выбор активных элементов начинают с выходного каскада, обычно работающего в режиме усиления мощности:
по мощности Р~ном і Р~вых;
по частоте wмах і wраб (для ламп);
wті 3 wраб (для транзисторов);
где Р~ном - номинальная колебательная мощность прибора;
wмах - максимальная рабочая частота лампы;
Р~вых - колебательная мощность на входе фидера передатчика,

Р~вых = Р~ф /(hк hф ).

Р~ф - колебательная мощность на выходе фидера (в антенне).
При выборе транзисторов следует учитывать зависимость коэффициента передачи по мощности КР каскада от частоты и режимов работы:

КР @ К(Р (w(/w)І(Eк/E(к)І(Р(~/Р~),

где К(Р, w(, E(к, Р(~ - соответствуют типовому режиму работы активного элемента и приведены в справочниках;
КР, w, Eк, Р~ - соответствуют режиму работы активного элемента в проектируемой схеме (не должны превышать справочных предельно-допустимых значений).
В выходных каскадах усиления мощности радиочастоты транзисторы используются на пределе их возможностей по мощности и частоте. Чаще всего биполярные транзисторы приходится использовать на частотах w>w(, где уже проявляются инерционные свойства транзистора.
Для получения большого коэффициента полезного действия рекомендуется в УМ использовать угол отсечки выходного тока q = 70°90°.
Если необходимое значение мощности не может быть получено от ГВВ с одним активным элементом, то используется одно из следующих технических решений:
параллельное включение активных элементов;
двухтактное включение активных элементов;
схема сложения мощностей отдельных ГВВ;
сложение энергии в пространстве.
Двухтактные схемы, кроме того, упрощают фильтрацию высших гармоник сигнала на выходе РПУ. Число параллельно включаемых транзисторов в каждом плече двухтактного УМ обычно не превышает двух из-за большого разброса параметров транзисторов.
Коэффициент устойчивого усиления по мощности лампового каскада зависит от типа лампы и схемы ее включения. Для триодного усилителя по схеме с общей сеткой КР @ 57. Усилитель на пентоде и тетроде по схеме с общим катодом дает усиление КР @ 3060. Для транзисторного усилителя по схеме с общим эмиттером коэффициент устойчивого усиления зависит от типа транзистора и предварительно может находиться в пределах КР @ 1550.
Мощность, требуемой для возбуждения данного каскада Р~(к)вх, определяется из следующего соотношения, связывающего мощность Р~(к) данного каскада и его коэффициент усиления КР(к) по мощности:

Р~(к)вх= Р~(к)/КР(к).

Коэффициент полезного действия межкаскадной связи hмс для предварительных расчетов можно принять hмс =0,50,6, тогда номинальная колебательная мощность активного прибора предыдущего каскада

Р~вых(к-1)= Р~вх(к)/ hмс.

Для предварительно заданной мощности автогенератора можно определить общий коэффициент усиления по мощности тракта РПУ, а также определить необходимое число к каскадов усиления мощности и умножения частоты:

КР= Р~/Рзг,
КР=КР(к) КР(к-1) КР(к-2)..КР(1).

Следует учитывать меньший коэффициент усиления по мощности КРуч для умножителей частоты:

КРуч=КРум an(q)

Поскольку энергетические показатели умножителей частоты хуже, чем УМ, в режиме умножения частоты обычно используются промежуточные маломощные каскады.


5.2. Схемы согласования каскадов радиопередатчика с нагрузкой

Для согласования одного каскада РПУ с другим используются цепи согласования, проектируемые, исходя из критериев обеспечения высокого значения коэффициента полезного действия, хорошей фильтрации паразитных составляющих спектра и согласования сопротивлений. Под фильтрацией понимают число, которое показывает во сколько раз вес гармоник в нагрузке меньше веса гармоник в цепи выходного электрода активного элемента. При углах отсечки от 600 до 900 для наибольшей по уровню (второй гармоники для однотактной и третьей гармоники для двухтактной схемы ГВВ) коэффициент фильтрации Ф2f может быть приблизительно определен следующим образом:


где Р~2 - мощность второй гармоники в нагрузке.
Для радиопередающих устройств по международным нормам уровень излучения на высших гармониках не должен превышать величины, приведенной в Приложении 3. В большинстве случаев решается задача согласования необходимого оптимального сопротивления активного элемента R1 c резистивным сопротивлением R2 следующего каскада или нагрузки. Если нагрузка имеет еще и реактивную составляющую, то цепь согласования должна ее компенсировать. Упрощенно для любой из схем согласования можно считать, что коэффициент фильтрации пропорционален числу mопт реактивных элементов цепи:

mопт =(0,050,1) аф,

где аф – относительный уровень максимальной мешающей гармоники напряжения (или тока):

аф =20lg(U~2/U~)

Полоса пропускания цепи согласования должна превышать ширину спектра полезной составляющей сигнала, проходящего через данную цепь (при амплитудной модуляции она соответствует удвоенной верхней частоте в спектре модулирующего сигнала).
В зависимости от типа каскада и необходимого коэффициента фильтрации используется одна из известных цепей согласования:
- резонансный контур;
- связанные контура;
- Г - образная цепь;
- П - образная цепь;
- Т - образная цепь;
- лестничные цепи на основе Г, Т, П - образных звеньев.
При расчете цепи согласования задано:
fмах - максимальная частота рабочего диапазона частот;
fмин - минимальная частота рабочего диапазона частот;
R1 - сопротивление нагрузки активного элемента;
R2 - сопротивление нагрузки каскада;
Фnf. - требуемый коэффициент фильтрации.


5.2.1. Одноконтурная цепь связи

Одноконтурные цепи связи рекомендуется использовать в маломощных промежуточных каскадах для согласования входного сопротивления последующей ступени с выходом данного каскада. Задача подавления высших гармоник при проектировании такой схемы связи, как правило, не ставится, и коэффициент фильтрации не рассчитывается.
Схема одноконтурной цепи связи приведена на рис. 7.
Каскад работает на активное сопротивление нагрузки R2, связь с которой обеспечивается конденсатором С2 (для подстройки необходимой связи он может выполняться подстроечным или переменным). Требуется рассчитать параметры цепи С1, С2, L1, обеспечивающие каскаду оптимальное расчетное значение сопротивления нагрузки R1.
С2


С1 L1 R2


Рис. 7. Одноконтурная цепь связи.

Расчет элементов схемы начинается на максимальной рабочей частоте fмах.
1) Задаемся минимальной емкостью контура Смин, определяемой выходной емкостью генераторного прибора Свых, емкостью монтажа См, минимальной емкостью конденсатора С1, емкостью связи С2, пересчитанной в контур,

Смин=(2 3)l

где С в пикофарадах, l в метрах.
2) Вычисляем индуктивность контура L1:

L1=1/((2pfмах)2Смин)

3) Вычисляем емкость конденсатора связи С2:

С2=1/(2pfмах(R1R2 - R22))0,5

4) Вычисляем внесенную в контур емкость со стороны цепи связи Свн:
Свн=ХС2/(2pfмах(Х2С2+R22))
ХС2=1/(2pfмахС2)

5) Вычисляем минимальную емкость контурного конденсатора С1мин:
С1мин =Смин - Свых - См - Свн
6) Вычисляем максимальную емкость контурного конденсатора С1мах:
С1мах=С1мин+Смин((fмах/fмин)2 -1) - См - Свн((fмах/fмин)-1)

7) Вычисляем нагруженную добротность контура (пренебрегая потерями в индуктивности):

Qн=R1/(2pfмахL1)

8) Вычисляем коэффициент полезного действия контура (при известной добротности контура на холостом ходу):

hк=1-Qн/Qхх

Если контур в выходную цепь активного прибора включен частично, тогда под сопротивлением R1 следует понимать оптимальное сопротивление нагрузки активного элемента Rэкв, пересчитанное к колебательному контуру:

Rэкв=R1(2pfмахL1)2

С учетом этого пересчета расчет элементов схемы согласования ведется по вышеприведенной методике.

5.2.2 Двухконтурная цепь связи

Двухконтурные цепи связи рекомендуется использовать в выходных каскадах, работающих на комплексную нагрузку. Коэффициент полезного действия такой цепи зависит от активного сопротивления нагрузки (фидера или антенны) и может иметь значения от 0,05 до 0,95. Наименьшая величина коэффициента полезного действия получается при работе на короткую антенну, длина которой меньше четверти рабочей длины волны. При сопротивлении нагрузки 50 Ом и более коэффициент полезного действия достигает значения 0,8 0,95.
Схемы двух вариантов двухконтурной цепи связи приведены на рис. 8.
В приведенных схемах Х2 - реактивная составляющая сопротивления нагрузки, Хн - реактивность, с помощью которой нагрузка настраивается в резонанс.
Второй контур образуется настроечной реактивностью связи Хн и реактивностью нагрузки Х2.
Полное сопротивление нагрузки:

Z2=R2+jX2



С1 L11 Хн Х2 R2


L111

Рис. 8а.



С11 Хн Х2 R2 L1
С111


Рис. 8б. Двухконтурная цепь связи.

Расчет элементов схемы начинается на максимальной рабочей частоте fмах.
1) Задаемся величиной общей емкости промежуточного контура Смин:

для рис. 8а Смин=Свых + См + С1мин =(2 3)l
для рис. 8б Смин=Свых + См + С11С111/(С11 +С111)=(2 3)l

где С в пикофарадах, l в метрах.
2) Вычисляем общую индуктивность промежуточного контура L1:

для рис. 8а L1=(L11+L111)=1/((2pfмах)2Смин)
для рис. 8б L1=1/((2pfмах)2Смин)

3) Задаемся добротностью холостого хода:

Qхх=150 - 200

4) Вычисляем сопротивление потерь r1 промежуточного контура:

r1=1/(2pfмахQххСмин)

5) Задаемся коэффициентом полезного действия hк промежуточного контура:
hк=0,7 0,95

6) Вычисляем номиналы элементов связи:

L111=Хсв/(2pfмах)
С111=1/(2pfмахХсв)

где Хсв - реактивность связи:

Х2св=R2r1hк/(1-hк)

7) Вычисляем номиналы элементов контура:

С11=С111Смин/(С111 - Смин)
L11=L1 - L111

8) Вычисляем реактивное сопротивление элемента настройки Хн:

Хн= - (Хсв+Х2)

В зависимости от знака полученного элемента настройки рассчитывается значение емкости конденсатора или индуктивности катушки:

Lн=Хн/(2pfмин), при Хн>0;
Сн=1/(2pfминХн), при Хн<0.

9) Вычисляем коэффициент фильтрации высших гармоник (одинаков для обеих схем рис. 8):

Фnf(дБ)=20lg{n2QнQ2(1-1/n2)2}

где Qн - нагруженная добротность промежуточного контура;
Q2 - нагруженная добротность выходной системы,

Qн=R1/(2pfмахL1)
Q2=Х2/R2

10) Если работа каскада происходит в полосе частот, то проводится расчет элементов связи на минимальной частоте диапазона fмин и тем самым определяются пределы, в которых необходимо изменять индуктивность L111 и емкость С1 (для рис. 8а), - индуктивность L1 и емкость С111 (для рис. 8б) и реактивный элемент Х2.
Если контур в выходную цепь активного прибора включен частично, тогда под сопротивлением R1 следует понимать оптимальное сопротивление нагрузки активного элемента Rэкв, пересчитанное к колебательному контуру:

Rэкв=R1(2pfмахL1)2

С учетом этого пересчета расчет элементов схемы согласования ведется по вышеприведенной методике.


5.2.3. Г - образная цепь связи

Г - образная цепь состоит из двух реактивных элементов с разными знаками проводимости и может использоваться для связи транзисторных каскадов с низким входным сопротивлением (единицы Ом). Г - образная цепь позволяет согласовывать выходное сопротивление данного каскада R1 с сопротивлением нагрузки R2 при следующих условиях:

R1> R2

Один из вариантов реализации Г - образной цепи изображен на рис. 9.
L2

С1 R2



Рис. 9. Г - образная цепь.

Порядок расчета Г - образной цепи следующий:

1) Вычисляем коэффициент трансформации сопротивлений NR:

NR=R1/R2

2) Вычисляем добротность цепи:



3) Вычисляем значения реактивных элементов:

L2=QгR2/(2pf)
С1=Qг/(2pfR1)

4) Вычисляем коэффициент полезного действия hг:

hг=1/[1+0,5NR/Q2хх+N2R((0,25N0,5R/Q2хх +1)0,5)/Qхх]

где Qхх собственная добротность индуктивности цепи.

5) Вычисляем полосу пропускания П:

П=f/Qг

6) Вычисляем коэффициент фильтрации Фnf:

Фnf (дБ)=-20lg{[(n2-1)(NRhг)0,5]}.
При окончательном выборе индуктивности и емкости следует учитывать, что в рассчитанное значение емкости входит выходная емкость Свых активного элемента, а в рассчитанное значение индуктивности входит индуктивность входного вывода Lвх следующего активного элемента, поэтому в схему устанавливаются элементы с номинальными значениями

L2=QгR2/(2pf) - Lвх
С1=Qг/(2pfR1) - Свых

Менее распространена Г - образная цепь с последовательно включенной емкостью и параллельно включенной индуктивностью, имеющая меньший коэффициент фильтрации. Т - образная цепь образована встречным соединением двух Г - образных цепей, поэтому расчет ее проводится по аналогии с вышеприведенным.


5.2.4. П - образная цепь связи

П - образная цепь широко используется для связи выходных каскадов передатчика с антенной, обеспечивая хорошую фильтрацию высших гармоник при малом числе реактивных элементов схемы. Один из вариантов П - образной цепи приведен на рисунке (рис. 10).

L2

С1 С3 R2



Рис. 10. П - образная цепь.

П - образная цепь позволяет согласовывать выходное сопротивление данного каскада R1 с сопротивлением нагрузки R2 при произвольном их соотношении:

R1> R2 и R1 < R2.

Удобные в конструктивном отношении элементы П - образной цепи получаются при коэффициенте трансформации сопротивлений, находящемся в интервале от 2 до 20 и значениях сопротивления нагрузки

R2=(50300) Ом

При меньших значениях R2 и R1 величины емкостей получаются большими, что затрудняет окончательную настройку цепи согласования.
П - образная цепь характеризуется коэффициентом трансформации сопротивлений NR и нормированными сопротивлениями а1, а2 и а3 :

NR=R1/R2
а1=wС1R2
а2=wL2/R2
а3=wС3R2
а1=(NR(1+а32)-1)0,5/NR
а2=(а3+(NR(1+ а32)-1)0.5)/(1+ а32).

Коэффициент полезного действия П - образной цепи определяется собственной добротностью Qхх используемой индуктивности L2

h=Qхх/(Qхх+NRа1+а3)
Qхх=wL2/r

где r - активное сопротивление катушки индуктивности L2.
Коэффициент фильтрации высших гармоник П - образной цепью определяется соотношением

Фnf (дБ)=10lg{NR[(1-n2а1а2)2+n2(а1+а3-n2а1а2а3)2]}.

Рекомендуется следующий порядок расчета элементов П - образной цепи:

1) Вычисляем коэффициент трансформации сопротивлений NR:

NR=R1/R2

2) По известным NR и Фnf с помощью формул или графиков определяем а3 (Приложение 12).
3) Вычисляем нормированные сопротивления а1 и а2:

а1=(NR(1+а32)-1)0,5/NR
а2=(а3+(NR(1+а32)-1)0.5)/(1+а32).

4) Вычисляем элементы цепи С1, L2 и С3:

С1=а1/(wR2)
L2=а2R2/w
С3=а3/(wR2)

Если полученное в результате расчетов значение индуктивности L2 окажется малым для конструктивного исполнения (меньше одного витка), то ее можно увеличить до любой желаемой L2 + L12 величины и включить последовательно с ней конденсатор С12 такой величины, чтобы он компенсировал добавленное значение индуктивности:

wL12 = 1/(wС12)

При этом, рассчитывая коэффициент фильтрации, вместо а2 следует подставлять значение а12 , определенное по следующей формуле

а12=(nw(L2 + L12) - 1/(nwС12))/NR

5) После конструктивного расчета параметров цепи рассчитываем собственную добротность Qхх и коэффициент полезного действия h:

Qхх=wL2/r,
h=Qхх/(Qхх+NRа1+а3),

6) Вычисляем полосу пропускания согласующей цепи:

(w=w/QН

где QН - нагруженная добротность цепи

QН=(wL2)/(r+rвн)

где rвн - внесенное в цепь сопротивление

rвн=R2/(1+w2R22С23)

При ширине полосы пропускания, меньшей необходимого значения, необходимо принять меры к уменьшению добротности цепи, например путем уменьшения индуктивности, либо перейти к более сложной согласующей цепи.


5.2.5 Лестничная цепь четвертого порядка

При малых сопротивлениях нагрузки и высоких значениях коэффициента фильтрации элементы П - образного контура получаются трудно реализуемыми. В случае, если радиопередающее устройство работает на фиксированной частоте, или в узком диапазоне частот, целесообразно для согласования выходного каскада с нагрузкой использовать согласующую цепь четвертого порядка (рис. 11).

L2 L4

С1 С3 R2




Рис. 11. Согласующая цепь четвертого порядка.

Коэффициент трансформации сопротивлений связан с параметрами цепи соотношением:

NR=(1+а24)(1+а21)/(1+а25)

где а5 - вспомогательный расчетный параметр.

Для частного случая

а4=а1

коэффициент трансформации сопротивлений

NR=(1-а24)/(1+а23)

где нормированные величины а связаны соотношениями:

а1=wС1R1
а2=wL2/R1
а3=wС3R2
а4=wL4/R2
а25=(1+а24)2/NR - 1
а2=а3=(а4+а5)/(1+а24)

Условие физической реализуемости

а44> (NR – 1)

Коэффициент фильтрации

Фnf (дБ)=10lg{NR[[n4а24а2 -n2(2а4а2 +а24/NR)+1]2+n2[а2+а4/NR- n2а4а22]2]}.

Коэффициент полезного действия этой цепи при одинаковых добротностях индуктивностей:

h=Q (Q -а4)/((Q +а4)(Q +а5))

Порядок расчета:
1) По заданному значению коэффициенту фильтрации Ф2f (Приложение 12) определяем коэффициент а4.

2) Вычисляем вспомогательную величину а5:

а25=(1+а24)2/NR - 1

3) Вычисляем нормированные коэффициенты а2 и а3:

а2=а3=(а4+а5)/(1+а24)

4) Вычисляем коэффициент полезного действия цепи:

h=Q (Q -а4)/((Q +а4)(Q +а5))

5) Вычисляем величины элементов цепи:

С1=a1/(wR1)
С3=a3/(wR2)
L2=a2R1/w
L4=a4R2/w


5.3. Порядок расчета ГВВ на биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером

Рассмотрим порядок энергетического расчета на заданную мощность в критическом режиме.
Возможно два варианта расчетов:
расчет выходного каскада, обеспечивающего необходимую колебательную мощность в нагрузке (как правило, имеющий максимально возможное питающее напряжение);
расчет одного из промежуточных каскадов, имеющих определенное в предыдущих расчетах питающее напряжение (равное питающему напряжению выходного каскада или более низкое).
В соответствии с вышеизложенными критериями выбираем по справочнику транзистор (в первом случае по частотным параметрам и полезной мощности, во втором, принимая также во внимание допустимое коллекторное напряжение). Для выбранного транзистора выписываем из справочника основные электрические и предельно допустимые параметры транзистора (необходимо приводить максимально корректно содержание справочных данных, не допуская их огрубление и усреднение), в том числе:
0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером;
a0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общей базой;
wт граничная частота (частота единичного усиления) в схеме с общим эмиттером;
tк постоянная времени цепи обратной связи транзистора;
СК емкость коллекторного перехода;
UКЭдоп допустимое напряжение на коллекторе в схеме с общим эмиттером;
rнас сопротивление насыщения транзистора (может быть найдено по статическим характеристикам);
r1б сопротивление базы (может быть найдено через постоянную времени и емкость коллекторного перехода r1б =tК/СК);
максимальный ток коллектора;
максимальная рассеиваемая мощность.

Расчет ведется в следующем порядке:
Выбираем угол отсечки коллекторного тока qК (70о 90о). По формулам, таблицам или графикам находим коэффициенты Берга a0(qК), a1(qК).

По статическим характеристикам определяем крутизну линии критического режима SКР (может быть пересчитана через сопротивление насыщения транзистора SКР=1/rНАС).

Вычисляем коэффициент использования напряжения в критическом режиме:

xКР=0,5[1+]

(Если рассчитывается каскад, для которого известно напряжение питания, то переходим к пункту 7 данного расчета).

4) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на коллекторе:

xКР

5) Предварительно определяем напряжение источника питания:



6) Выбираем величину питающего напряжения из стандартного ряда значений (см. Приложение 4). Выбирается ближайшее к значение, удовлетворяющее неравенству:



7) Уточняем значение коэффициента использования напряжения

xКР=0,5[1+]

8) Уточняем значение амплитуды переменного напряжения на коллекторе:

xКР

9) Вычисляем остаточное напряжение на коллекторе:



10) Вычисляем высоту импульса коллекторного тока:



Если полученное значение импульса коллекторного тока превышает предельно-допустимые параметры используемого транзистора, то необходимо увеличить в пределах допустимого напряжение питания, либо выбрать более мощный транзистор.

11) При наличии для выбранного транзистора выходных статических вольтамперных характеристик проверяем правильность найденных значений и . Перпендикуляр, восстановленный из точки , должен пересекаться с линией граничного режима при токе, отличающемся от рассчитанной величины не более чем на 20%. В противном случае следует проверить правильность проведенных расчетов (начиная с ).

12) Вычисляем первую гармонику коллекторного тока транзистора:



13) Вычисляем постоянную составляющую коллекторного тока:



14) Вычисляем мощность, потребляемую от источника коллекторного питания:



(Если не все питающее напряжение подводится к участку коллектор эмиттер, то определяем мощность постоянной составляющей, подводимой к коллекторному переходу Р0=Iк0Екэ)

15) Вычисляем модуль коэффициента передачи тока эмиттера на рабочей частоте (если он не приведен в справочных данных):

a=b/(1+b)
b=b0/(1+j(f/fb))

Если значение fb не дано в справочных данных на транзистор, то приближенная оценка может быть получена по формуле

fb»fT/b0

16) Вычисляем постоянную составляющую тока эмиттера:



17) Вычисляем Y-параметры транзистора (см. Приложение 8).

18) Вычисляем активную составляющую выходного сопротивления транзистора :



19) Вычисляем первую гармонику коллекторного тока, протекающую через выходное сопротивление транзистора:



20) Вычисляем первую гармонику коллекторного тока, протекающую через нагрузку:



21) Вычисляем сопротивление нагрузки, необходимое для обеспечения критического режима работы:



22) Вычисляем мощность полезной составляющей тока, поступающей в нагрузку:



Вычисленное значение мощности не должно быть меньше необходимой величины, в соответствии с которой производился расчет. Разность мощностей представляет собой мощность потерь в транзисторе за счет внутреннего сопротивления . Эти потери снижают коэффициент полезного действия генератора и ухудшают тепловой режим работы транзистора.

23) Вычисляем электронный коэффициент полезного действия генератора:


24) Вычисляем мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора:



На этом энергетический расчет коллекторной цепи закончен.
Если полученное значение мощности, рассеиваемой на коллекторе не превышает паспортных данных выбранного транзистора, то можно приступать к расчету входной (базовой) цепи. Иначе необходимо вернуться к началу и
а) выбрать меньше угол отсечки коллекторного тока;
б) выбрать более мощный транзистор.

Энергетический расчет базовой цепи.
25) Вычисляем угол дрейфа на рабочей частоте:



26) Вычисляем угол отсечки эмиттерного тока:



27) Определяем по таблицам или графикам коэффициенты Берга для эмиттерного тока:




28) Вычисляем первую гармонику тока эмиттера:

IЭ1=IК1/зafз

29) Вычисляем размах тока эмиттера:


30) Вычисляем модуль крутизны транзистора на рабочей частоте:



где и соответственно действительная и мнимая части комплексной крутизны транзистора на рабочей частоте.

31) Вычисляем амплитуду напряжения возбуждения на базе транзистора:


32) Вычисляем постоянную составляющую тока базы:

Iб0= IК0/b0

33) Вычисляем напряжение смещения (для n-p-n транзистора), обеспечивающее требуемый угол отсечки эмиттерного тока:

,

где - напряжение отсечки коллекторного тока, равное 0,7 вольта для кремниевых транзисторов и 0,20,3 вольта для германиевых (по модулю).
(Для p-n-p транзистора следует поменять знаки перед каждым из слагаемых суммы формулы).

34) Вычисляем угол отсечки тока базы (для n-p-n транзистора):



(Для p-n-p транзистора следует поменять знаки перед каждым из членов числителя формулы).

35) Вычисляем максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе (базе транзистора):



Если полученное значение обратного напряжения на эмиттерном переходе не превышает паспортных данных выбранного транзистора, то можно переходить к следующему этапу расчета, иначе следует увеличить угол отсечки или выбрать другой транзистор.

36) Определяем по таблицам или графикам коэффициенты Берга для базового тока:




37) Вычисляем активную составляющую входного сопротивления транзистора на рабочей частоте:




38) Вычисляем мощность возбуждения на входе транзистора без учета потерь во входной согласующей цепи:



39) Вычисляем коэффициент усиления по мощности на рабочей частоте без учета потерь во входной и выходной согласующих цепях:



Если получается большое значение коэффициента передачи (100 и более), то это превышает, как правило, максимальный устойчивый коэффициент передачи схемы ОЭ, поэтому для дальнейших расчетов следует принимать значение в пределах от 20 до 50.

40) Вычисляем общую мощность, рассеиваемую в эмиттерном и коллекторном переходах транзистором,



Если полученное значение рассеиваемой мощности не превышает паспортных данных выбранного транзистора, то можно считать расчет законченным. Иначе необходимо вернуться к началу и:
а) выбрать меньше угол отсечки коллекторного тока;
б) выбрать более мощный транзистор.

41) Вычисляем максимальное тепловое сопротивление Rксмах (корпус транзистора - среда), необходимое, для отвода выделяемого транзистором тепла:
Rксмах=(toпдоп - toс)/Ртр - Rпк,

где toпдоп - допустимая температура перехода (если этот параметр не приведен в справочных данных, то для кремниевых транзисторов можно ориентировочно принять 150o С);
toс - температура окружающей среды (для разной аппаратуры может находиться в пределах от 40o С до 60o С);
Rпк - тепловое сопротивление переход - корпус транзистора (для мощных транзисторов зависит от типа корпуса и дается в справочных данных).
При небольших значениях максимального теплового сопротивления (не более 35 oС/Вт) возможно естественное охлаждение, при больших - установка транзистора на радиатор и (или) использование принудительного охлаждения.
Если задано тепловое сопротивление Rкс, то вычисляем температуру коллекторного перехода
toп=Ртр(Rкс + Rпк) + toс

Полученное значение температуры не должно превышать предельно допустимой.
На этом энергетический расчет транзистора закончен.


5.4. Модуляция

В соответствии с используемыми видами модуляции в радиопередающих устройствах используются модулируемые устройства трех видов:
амплитудно-модулируемый каскад;
частотно модулированный каскад;
фазомодулированный каскад.
Технически эти устройства реализуются с использованием различных схемных решений. Рассмотрим некоторые схемы модулируемых устройств.


5.4.1. Амплитудная модуляция

При амплитудной модуляции производится изменение амплитуды высокочастотного несущего колебания по закону передаваемого сообщения:

S(t)=S0(1+m cos(t)cos(0t

При отсутствии модуляции (m=0) режим называется режимом молчания (режим несущей). При этом колебательная мощность на выходе модулируемого каскада Р~мод равна мощности немодулируемого генератора Р~н:

Р~мод=Р~н

При максимальном значении управляющего сигнала колебательная мощность на выходе модулируемого каскада Р~мах:

Р~мах=Р~н(1+m)2

Поскольку модулируемый сигнал, как правило, является случайным, то глубина модуляции m постоянно меняется. Средняя колебательная мощность на выходе модулируемого каскада Р~ср в режиме модуляции:

Р~ср =Р~н(1+m2ср/2)

где mср - среднестатистический коэффициент модуляции (mср=0,30,4 для речевого сигнала).
Среднестатистический коэффициент модуляции определяется величиной пикфактора сигнала Пф, который характеризует отношение максимального значения сигнала к эффективному:

mср=0,707 mмах/Пф

При этом токи и напряжения в режиме несущей:

Iк1н=I к1мах/(1+m)

Iк0н=I к0мах/(1+m)

Umкн=Umкмах/(1+m)

Исходным параметром при проектировании АМ РПУ является колебательная мощность на выходе модулируемого каскада в режиме несущей Р~н, однако транзистор модулируемого каскада должен развивать при максимуме модуляции мощность Р~мах.
Важными характеристиками модулируемого каскада являются статическая m=F(Uвх) и динамическая m=F((мод) модуляционная характеристики. В идеальном случае статическая характеристика является линейной функцией с минимальным нулевым и максимальным единичным значением. На практике это нелинейная характеристика, причем с различным наклоном для положительных m+ и отрицательных m- полуволн модулирующего сигнала. Динамическая модуляционная характеристика в идеальном случае не зависит от частоты в интервале частот модуляции от минимальной (мин до максимальной (мах. Нелинейность статической модуляционной характеристики приводит к нелинейным искажениям, а нелинейность динамической модуляционной характеристики приводит к линейным (частотным) искажениям амплитудно-модулированного сигнала. Нелинейные и линейные искажения амплитудно-модулированного сигнала могут возникать также в последующих каскадах, осуществляющих усиление и фильтрацию сигнала.
Вне зависимости от того, какие активные элементы используются в модулируемых каскадах, различают следующие виды АМ:
модуляция на входной электрод активного элемента;
модуляция на выходной электрод активного элемента;
комбинированная модуляция (на входной и выходной электрод активного элемента).
Перечисленные виды модуляции имеют различные максимальные достижимые индексы модуляции, необходимую мощность источника модулирующего сигнала и линейность модуляционных характеристик.
Для биполярных транзисторов:
модуляция на входной электрод активного элемента (базовая модуляция) требует небольшой мощности от источника модулирующего сигнала, но не позволяет получить стопроцентной модуляции при приемлемой линейности статической модуляционной характеристики, имеет низкий коэффициент полезного действия;
модуляция на выходной электрод активного элемента (коллекторная модуляция) требует большую мощность от источника модулирующего сигнала, позволяет получить близкую к стопроцентной глубину модуляции при хорошей линейности статической модуляционной характеристики, имеет высокий коэффициент полезного действия;
комбинированная модуляция (на входной и выходной электрод активного элемента – коллекторно-базовая модуляция) требует большую мощность от источника модулирующего сигнала, позволяет получить близкую к ста процентам глубину модуляции при самой хорошей по сравнению с предыдущими двумя видами модуляции линейностью статической модуляционной характеристики, имеет высокий коэффициент полезного действия.


5.4.2. Коллекторная модуляция

Коллекторная модуляция реализуется в перенапряженном режиме. Этот вид модуляции обладает высокой энергетической эффективностью и постоянством коэффициента полезного действия в режимах минимума, несущей и максимума. Модулирующее напряжение подается последовательно с питающим напряжением коллекторной цепи, при этом питающее напряжение обеспечивает работу в режиме несущей. Для лучшего использования транзистора рекомендуется минимальный режим совмещать с критическим, а режим несущей – с серединой линейного участка статической модуляционной характеристики.
Выбор транзистора следует производить из максимального режима, остальные соображения такие же, как и при отсутствии модуляции.

Порядок расчета модулируемого каскада с коллекторной модуляцией следующий:
Задано:
- максимальная глубина амплитудной модуляции;
- диапазон модулирующих частот;
- колебательная мощность в несущем режиме;
- рабочая (несущая) частота.

1) Вычисляем колебательную мощность на выходе модулируемого каскада (с учетом того, что коллекторная модуляция осуществляется, как правило, в выходном каскаде):

Р~мах=КпзР~н(1+m)2/((к(ф),

где Кпз – коэффициент производственного запаса (рекомендуется брать 1,2);
(к - коэффициент полезного действия выходного контура;
(ф - коэффициент полезного действия выходного фидера, соединяющего каскад с антенной.
Для предварительных расчетов коэффициенты полезного действия можно выбирать в пределах:

(к = 0,8 0,9,
(ф= 0,85 0,95

Угол отсечки коллекторного тока ( при коллекторной модуляции рекомендуется выбирать в пределах от 800 до 900. Меньшие значения угла отсечки приводят к снижению коэффициента усиления по мощности.
2) Выбираем транзистор, исходя из полученного значения колебательной мощности Р~мах и рабочей частоты (. Для выбранного транзистора выписываем из справочника основные электрические и предельно допустимые параметры транзистора, в том числе:
0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером;
(( граничная частота (частота единичного усиления) в схеме с общим эмиттером;
(К постоянная времени цепи обратной связи транзистора;
СК емкость коллекторного перехода;
U КЭдоп допустимое напряжение на коллекторе в схеме с общим эмиттером;
rНАС сопротивление насыщения транзистора (может быть найдено по статическим характеристикам);
r1б сопротивление базы (может быть пересчитано через постоянную времени и емкость коллекторного перехода r1б=rНАС/СК).
3) Производим энергетический расчет каскада на максимальную мощность Р~мах по методике, приведенной в главе по расчету генераторов с внешним возбуждением. В результате энергетического расчета вычисляем значения входных и выходных токов, напряжений и мощностей и коэффициента полезного действия:

Umб, I к1мах, I к0мах, Iб1, Р0мах, Рвозб, КР, Rое, (мах

4) Производим энергетический расчет каскада для режимов несущей
ток коллектора первой гармоники:

Iк1н=I к1мах/(1+m)

постоянная составляющая тока коллектора:

Iк0н=I к0мах/(1+m)

амплитуда напряжения на коллекторе:

Umкн=Umкмах/(1+m)

потребляемая мощность:

Рон=Р0мах/(1+m)2,

мощность первой гармоники:

Р~н=Р~мах/(1+m)2,

мощность, рассеивания на коллекторе:

Ркн= Рон - Р~н

средняя мощность за период модуляции:

Р~ср =Р~н(1+m2/2)

средняя мощность, рассеивания на коллекторе транзистора при модуляции:
Ркср= Роср - Р~ср

мощность модулятора:

Рмод= 0,5 Рон m2


5.4.3. Базовая модуляция

При базовой модуляции в соответствии с модулирующим сигналом изменяется напряжение смещения на базе транзистора или амплитуда входного высокочастотного сигнала:

Еб=Ебн+ Uвх(t)

Как следует из процессов, происходящих в ГВВ, при этом изменяется размах импульсов коллекторного тока и угол отсечки коллекторного тока, что приводит к изменению амплитуды первой гармоники коллекторного тока и амплитуды напряжения первой гармоники на выходе ГВВ. Базовая модуляция осуществляется при работе с отсечкой коллекторного тока в недонапряженном режиме, когда первая гармоника выходного тока зависит от управляющего напряжения (напряжения смещения или амплитуды входного высокочастотного сигнала). Переход в перенапряженный режим недопустим, поскольку при этом первая гармоника выходного тока почти не зависит от напряжения смещения и амплитуды входного высокочастотного сигнала. Следствием работы в недонапряженном режиме является низкий коэффициент использования коллекторного напряжения и низкий коэффициент полезного действия. Максимальный режим при базовой модуляции необходимо совмещать с критическим. Линейный участок статической модуляционной характеристики получается при углах отсечки от 600 до 1200. Вне этого диапазона проявляется значительная нелинейность статической модуляционной характеристики.
Как правило, модуляция на входной электрод производится путем изменения напряжения смещения на базе.
Статическая модуляционная характеристика

IK1=F(Eб)

при (Umб, ЕК, Rое)=const.
Ориентировочно статическую модуляционную характеристику можно считать линейной, проходящей через две точки:
точку отсечки коллекторного тока IK1=0 при Eб=Eбзапир;
точку максимального режима IK1=IK1мах при Eб=Eбмах.
Реальная статическая модуляционная характеристика при модуляции на входной электрод определяется формулой

IK1=SэффUmб(1(()

где ( - высокочастотный угол отсечки

cos(мах=(E1б - Eбмах)/Umб

Sэфф - крутизна транзистора на рабочей частоте (определяется, исходя из значений параметров IK1, Umб, для максимального угла отсечки (мах).

Sэфф=IK1/(Umб(1((Вмах)

Порядок расчета модулируемого каскада с базовой модуляцией следующий:
Задано:
- максимальная глубина амплитудной модуляции;
- диапазон модулирующих частот;
- колебательная мощность в несущем режиме;
- рабочая (несущая) частота.

1) Вычисляем колебательную мощность на выходе модулируемого каскада:
Р~мах=КпзР~н(1+m)2/(к,

где Кпз - коэффициент производственного запаса (рекомендуется брать 1,2),
(к - коэффициент полезного действия выходного контура (если модулируемый каскад является выходным, то знаменатель выражения необходимо еще домножить на коэффициент полезного действия выходного фидера, соединяющего каскад с антенной).

2) Выбираем транзистор, исходя из полученного значения колебательной мощности Р~мах и рабочей частоты (. Для выбранного транзистора выписываем из справочника основные электрические и предельно допустимые параметры транзистора, в том числе:
0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером;
(( граничная частота (частота единичного усиления) в схеме с общим эмиттером;
(К постоянная времени цепи обратной связи транзистора;
СК емкость коллекторного перехода;
U КЭдоп допустимое напряжение на коллекторе в схеме с общим эмиттером;
rНАС сопротивление насыщения транзистора (может быть найдено по статическим характеристикам);
r1б сопротивление базы (может быть пересчитано через постоянную времени и емкость коллекторного перехода r1б=rНАС/СК).

3) Производим энергетический расчет каскада на максимальную мощность Р~мах по методике, приведенной в главе по расчету генераторов с внешним возбуждением (для угла отсечки 1200). В результате энергетического расчета вычисляем значения входных и выходных токов, напряжений и мощностей и коэффициента полезного действия.

4) Производим энергетический расчет каскада для режимов несущей (для угла отсечки 900) и режима минимума (для угла отсечки 600). В результате энергетического расчета вычисляем значения входных и выходных токов, напряжений, потребляемых, выходных и рассеиваемых мощностей и коэффициента полезного действия.


5.4.4. Усиление амплитудно-модулированных колебаний

Усиление амплитудно-модулированных колебаний используется в радиопередающих устройствах, построенных по структурной схеме с модуляцией на низком уровне мощности. В этом режиме работают все усилители, находящиеся за модулируемым каскадом.
При этом глубина АМ может изменяться при прохождении через усилительные каскады, что зависит от их режимов работы (положения напряжения смещения по отношению к напряжению отсечки).
При напряжении смещения меньшем напряжения отсечки выходной ток появляется, если амплитуда высокочастотного напряжения возбуждения превышает минимальное значение, равное разнице этих напряжений, при этом транзистор начинает открываться. В случае дальнейшего увеличения напряжения возбуждения возрастает по закону, близкому к линейному, до точки критического режима. При этом угол отсечки меняется от нуля до значения, близкого к 90°.
При напряжении смещения равном напряжению отсечки характеристика выходит из нулевой точки, угол отсечки при изменении амплитуды напряжения возбуждения остается неизменным и равным 90°.
При напряжении смещения большем напряжения отсечки работа каскада начинается в линейном режиме и поэтому модуляционная характеристика выходит из начала координат. По мере увеличения входного напряжения наступает момент, когда появляется отсечка коллекторного тока и крутизна модуляционной характеристики начинает падать от 180° до значения, близкого к 90°.
Модуляционные характеристики наиболее линейны при угле отсечки 90°, когда при изменении входного напряжения угол отсечки не меняется, и токи линейно возрастают с увеличением напряжения возбуждения. Это позволяет усиливать модулированные колебания с наименьшими искажениями без изменения глубины модуляции.
В случае если напряжение смещения меньше напряжения отсечки характеристики обладают меньшей линейностью, однако работа усилителя в такой режиме позволяет увеличить глубину модуляции амплитудно-модулированного колебания на выходе каскада по отношению к его значению на входе. Такой вид модуляционной характеристики позволяет изменять коллекторный ток от нулевого до максимального значения, т.е. дает значение коэффициента модуляции на выходе равное единице при коэффициенте модуляции на входе равном



В случае если напряжение смещения больше напряжения отсечки, то глубина модуляции амплитудно-модулированного колебания на выходе каскада по отношению к его значению на входе уменьшается. Недостатком режима усиления АМ колебаний являются плохая энергетика и низкий кпд, связанный с необходимостью работать в недонапряженном режиме.


5.4.5 Комбинированная модуляция

Работа в перенапряженном режиме при коллекторной модуляции, хотя и позволяет существенно повысить КПД каскада, однако обладает и рядом недостатков. К ним относятся - недостаточная линейность модуляционной характеристики и значительная паразитная модуляция входной проводимости модулируемого каскада, приводящая к периодической растройке цепи согласования между выходным (модулируемым каскадом) и предвыходным каскадами. Последнее вызывает модуляцию активной и реактивной составляющих сопротивления коллекторной нагрузки предвыходного каскада, причем изменение реактивной составляющей коллекторной нагрузки сопровождается паразитной фазовой модуляцией, которая в ряде случаев является недопустимой. Для ее устранения приходится уменьшать связь между каскадами, что снижает коэффициент передачи по мощности всего передатчика.
Поскольку оптимальные параметры каскад усиления по мощности имеет в критическом режиме, то если в модулируемом каскаде при изменении коллекторного напряжения поддерживать постоянной напряженность режима, оставляя его критическим, то характеристики модулируемого каскада существенно улучшатся. Обеспечить постоянную, равную критической, напряженность режима, можно, если синхронно с модуляцией коллекторного напряжения, изменять амплитуду напряжения возбуждения. Это достигается одновременной модуляцией коллекторных напряжений выходного и предварительного каскадов, при которой постоянно выполняется условие критического режима. Для получения оптимального режима на всем периоде модулирующего колебания необходимо обеспечить постоянное значение угла отсечки, что возможно при угле отсечки, равном 90°.
При комбинированной модуляции напряженность режима остается постоянной, что обеспечивает высокие и постоянные КПД и коэффициент передачи по мощности, а также постоянное входное сопротивление модулируемого каскада, т.е. малый уровень паразитной фазовой модуляции.
Отличием статических модуляционных характеристик при комбинированной модуляции от соответствующих зависимостей для коллекторной модуляции является высокая линейность, что связано с выбором параметров схемы, при которых при любых модулирующих напряжениях напряженность режима транзистора остается постоянной и равной критической.

5.5. К расчету элементов принципиальных схем ГВВ

Вне зависимости от назначения высокочастотного каскада существуют общие рекомендации по расчету используемых элементов, обеспечивающих выбранный режим работы каскада а также связь данного каскада с другими.
В результате этого расчета определяются и выбираются:
для резисторов
- номинальное значение сопротивления,
пределы отклонения от номинального значения,
тип,
рассеиваемая мощность.
для конденсаторов
номинальное значение емкости,
пределы отклонения от номинального значения,
тип,
рабочее напряжение.
для индуктивностей
номинальное значение индуктивности,
пределы отклонения от номинального значения,
тип,
рабочий ток.
Для входной и выходной цепей транзисторного каскада могут быть использованы схемы с параллельным или последовательным питанием, автоматическим, фиксированным или комбинированным смещением. Для расчета отдельных элементов можно использовать методику расчета элементов низкочастотных транзисторных каскадов [28], и методику расчета разделительных и блокировочных элементов ГВВ [5], [6], [7], [9], [14], [15].


5.6. Умножитель частоты

В составе большинства радиопередающих устройств различного назначения используются умножители частоты (УЧ). Умножитель частоты применяется в случае, если из гармонического колебания со средней частотой требуется получить колебание с частотой N, где N - целое число.
Принципиальная необходимость применения умножителей частоты в радиопередающих устройствах вызвана следующими причинами:
-необходимость повышения устойчивости работы радиопередающих устройств (радиочастотные тракты с большим коэффициентом усиления склонны к самовозбуждению, если содержат только усилительные каскады, избежать самовозбуждения тракта можно, включив в его состав умножители частоты);
-необходимость повышения стабильности частоты радиопередающих устройств (умножитель частоты обладает ценным свойством, заключающимся в значительно более слабой зависимости входного сопротивления от величины нагрузки, чем в усилителе, поэтому его целесообразно использовать в качестве буферной ступени, ослабляющей влияние последующих каскадов на стабильность частоты задающего автогенератора);
-необходимость расширения частотного диапазона радиопередающих устройств (если нет активных элементов, позволяющих получить необходимую выходную мощность на данной несущей частоте, то применение умножителя частоты является единственным средством получения мощных колебаний на весьма высокой частоте; например, при отсутствии достаточно мощных транзисторов, рассчитанных на нужную рабочую частоту, приходится получать в усилителе мощность выше требуемой на более низкой частоте, а затем использовать варакторный умножитель частоты);
-необходимость создания сетки рабочих частот (если имеется высокостабильный задающий генератор, а необходимо получить несколько сигналов с разными частотами, то использование умножителей и смесителей позволяет решить эту задачу).
По принципу действия умножители частоты можно разделить на три типа:
-гармониковые УЧ на нелинейных элементах;
-генераторные УЧ, использующие принцип синхронизации;
-генераторные УЧ, использующие принцип фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ).
В УЧ первого типа воздействие периодического колебания с частотой на нелинейный элемент вызывает колебания, в спектре которого содержится нужная гармоника N. Эта гармоника выделяется с помощью фильтра, подавляющего все остальные гармоники. К данному типу относятся УЧ на биполярных и полевых транзисторах, лампах, диодах с накоплением заряда, варакторах и других нелинейных элементах.
Структурная схема УЧ, относящегося к первому типу, изображена на рис. 12.

N.




Рис.12. Структурная схема умножителя частоты первого типа.
Ко второму типу относятся умножители частоты на основе автогенератора (АГ) с частотой , близкой к N, синхронизируемого от источника высокостабильных колебаниями с частотой . Принцип действия такого умножителя основан на свойствах автоколебательных систем работать на частотах, равных или кратных частоте внесенного в контур дополнительного возмущающего воздействия, если выполняется условие близости частоты их собственных колебаний и одной из гармоник (N) синхронизирующей частоты .

N.



Рис.13. Структурная схема умножителя частоты второго типа.

Структурная схема УЧ, относящегося к третьему типу, изображена на рис. 14. Как и в предыдущем случае, здесь есть автогенератор, собственная частота колебаний которого близка к N. К генератору подключен делитель частоты на N, выходное напряжение которого подается на фазовый детектор (ФД). К другому входу фазового детектора подключен источник колебаний, частота которого подлежит умножению. В результате сравнения на фазовом детекторе вырабатывается сигнал, корректирующий фазу колебаний АГ так, что частота колебаний в нем становится точно равной =N.











Рис.14. Структурная схема умножителя частоты третьего типа.

Умножители первого типа, в свою очередь, подразделяются по типу нелинейности. В диапазоне высоких частот (до 300 МГц) наиболее часто используются умножители частоты, выделяющие N-ю гармонику из косинусоидальных импульсов, полученных с помощью биполярных или полевых транзисторов, работающих в режиме с отсечкой. В них особенно на сравнительно невысоких частотах, главную роль играет активная нелинейность, т. е. нелинейность статической проходной характеристики, вызывающая отсечку тока. Другой способ получения N-й гармоники в умножителях частоты - применение нелинейной реактивности, например нелинейной емкости р-п перехода варактор, коллекторного перехода транзистора и т. д. Умножитель, выполненный на биполярном транзисторе с использованием в качестве главного механизма умножения частоты нелинейности коллекторной емкости, называется транзисторным параметрическим умножителем.
Основными параметрами умножителя частоты являются:
-входная частота ;
-коэффициент умножения частоты N;
-выходная мощность ;
-коэффициент усиления по мощности ;
-коэффициент полезного действия .


5.6.1. Умножитель частоты первого типа на биполярном транзисторе

В режиме большого сигнала проходную характеристику можно аппроксимировать кусочно-линейной функцией. На входе и выходе такого УЧ обычно включены частотноизбирательные контура, вследствие чего форма напряжений на базе и коллекторе практически гармоническая. Амплитуда N-й гармоники тока коллектора определяется через коэффициенты Берга an(q)

= an(q),

Максимум КПД соответствует максимуму коэффициентов Берга и достигается при углах отсечки

qмах i=120°/i,

т. е. значение угла отсечки, при котором КПД усилителя мощности максимален, составляет 120 градусов, qмах2=60° для удвоителя, qмах3=40° для утроителя и т.д. Ограничение по коллекторному току является обычно главным для удвоителей и для утроителей.
На практике чаще всего в одном каскаде используются кратности умножения N, равные 2, 3. Кратность умножения больше пяти на практике не используется, так как увеличение кратности умножения в одном каскаде приводит к резкому снижению выходной мощности и коэффициента передачи . Работать с маленькими мощностями (менее 1мВт) на выходе умножителя нежелательно из-за повышения относительного уровня выходных шумов. Другое ограничение кратности умножения одном каскаде связано с возрастающей трудностью фильтрации побочных гармоник, особенно ближайших к рабочей. Для решения этой задачи приходится усложнять схему, прибегая к двухтактному включению АЭ и усложнению выходного фильтра УЧ. При необходимости умножения частоты на большую величину, которая может быть представлена в виде произведения сомножителей (N=) последовательно включают умножители на парциальные значения коэффициентов умножения ().
Влияние побочных составляющих спектра выражается в том, что на выходе УЧ получается паразитное амплитудно-модулированное (ПАМ) колебание. Глубина этой модуляции уменьшается с ростом добротности колебательной системы. Эта может оказывать неблагоприятное воздействие на режим последующих каскадов, особенно работающих с малыми углами отсечки, например умножителей частоты. Кроме того, возникает явление амплитудно-фазовой конверсии, т. е. появление паразитной фазовой модуляции, сопровождающей ПАМ. Это явление может быть особенно заметным на повышенных частотах, когда проявляется зависимость запаздывания максимума импульса коллекторного тока от угла отсечки. Добротность нагруженного одиночного контура обычно не превышает нескольких десятков, а требования к уровню побочных составляющих спектра выходного сигнала УЧ бывают весьма высокими. Обычно на выходе передатчика побочные составляющие спектра должны быть подавлены не менее чем на 60 дБ. При большой кратности умножения это приводит к необходимости подавления побочных составляющих спектра на выходе первого умножителя до уровня -(80...100) дБ. Поэтому высококачественные умножители обычно содержат многоконтурные колебательные системы и строятся по двухтактной схеме, подавляющей четные гармоники.
Особенностью работы транзисторного умножителя частоты по сравнению с усилителем мощности является более низкий коэффициент полезного действия. Это обусловлено большим содержанием высших гармоник в спектре импульса коллекторного тока и высокой добротностью нагрузочной системы (выходного колебательного контура).


5.6.2. Порядок проектирования умножителя частоты

Задано:
- N - коэффициент умножения умножителя частоты;
- - входная частота умножителя частоты;
- - выходная частота умножителя частоты;
-- выходная мощность.
Учитывая меньший кпд УЧ по сравнению с УМ, целесообразно использовать умножители при небольших значениях полезной мощности.
Выбираем транзистор по выходной мощности и частоте :

<
<<

Хорошее выделение необходимой гармонической составляющей на выходе умножителя может быть получено при достаточно большой нагруженной добротности колебательной системы автогенератора Qн=90 100. Если учесть, что добротность ненагруженной колебательной системы Qхх=120 150, то коэффициент полезного действия колебательной системы получается hк
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·п 0,3. Следовательно, только 20 % 30 % генерируемой мощности поступает в нагрузку. Учитывая эти обстоятельства, транзистор по мощности следует выбирать в соответствии с неравенством

і/hк

Величина для маломощных транзисторов в справочниках не указывается. Приближенный расчет этой величины может быть получен из следующих соображений. Если транзистор работает в критическом режиме, то электронный коэффициент полезного действия hэ составляет 0,7 0,8, тогда
@PКдоп/hэ
PКдопі/hкhэ

Существенное упрощение расчета автогенератора получается, если инерционные явления в транзисторе слабо выражены. Это справедливо, когда граничная частота по крутизне fS выше рабочей частоты автогенератора f

f <(0,1 0,2)fS
S=S0/(1+jf/fS)
S0=b/(rб+bjT/IK0) =b/(rб+brЭ)
где jT - температурный потенциал перехода (jT=8,62*10-5Т);
rЭ - сопротивление эмиттерного перехода:

rЭ@1/(40IЭ0)
IЭ0=IK0/a0
IЭ0=IK0(1+b0)/b0

Величина fS для маломощных транзисторов в справочниках не указывается. Определить ее для биполярного транзистора можно по формуле

fS=fТ/(rбS0)

Выписываем из справочника основные электрические и предельно допустимые параметры выбранного транзистора:
0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером;
a0 статический коэффициент усиления по току в схеме с общей базой;
wт граничная частота (частота единичного усиления) в схеме с общим эмиттером;
tк постоянная времени цепи обратной связи транзистора;
СК емкость коллекторного перехода;
UКЭдоп допустимое напряжение на коллекторе в схеме с общим эмиттером;
rнас сопротивление насыщения транзистора (может быть найдено по статическим характеристикам);
r1б сопротивление базы (может быть пересчитано через постоянную времени и емкость коллекторного перехода r1б =tК/СК);
JКдоп допустимый ток коллектора;
РКдоп допустимая мощность рассеяния.

1) Вычисляем угол отсечки коллекторного тока:



2) Определяем по формулам, таблицам или графикам коэффициенты Берга:






3) Если в справочнике не приведено значение крутизны линии критического режима , то определяем его по выходным вольтамперным характеристикам, или по формулам:




4) Вычисляем вспомогательный параметр , необходимый для выбора напряжения питания умножителя:



5) Выбираем напряжение питание умножителя (с учетом ряда рекомендуемых значений напряжения питания):



6) Вычисляем коэффициент использования коллекторного напряжения:



7) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на коллекторе:



8) Вычисляем амплитуду полезной гармоники тока коллектора:


Проверяем выполнение условия



9) Вычисляем размах импульса коллекторного тока:



Проверяем выполнение условия



10) Вычисляем постоянную составляющую коллекторного тока:



Проверяем выполнение условия



11) Вычисляем потребляемую по коллекторной цепи мощность:



Если не все питающее напряжение подводится к участку коллектор эмиттер, то определяем мощность постоянной составляющей, подводимой к коллекторному переходу:

Р0=ЕкэIк0

12) Вычисляем мощность, рассеиваемую на коллекторе:



Проверяем выполнение условия



Если полученное значение мощности, рассеиваемой на коллекторе не превышает паспортных данных выбранного транзистора, то можно приступать к расчету входной (базовой) цепи. Иначе необходимо вернуться к началу и:
а) выбрать меньше угол отсечки коллекторного тока;
б) выбрать более мощный транзистор.

13) Вычисляем коэффициент полезного действия:



На этом энергетический расчет коллекторной цепи закончен. Производим энергетический расчет базовой цепи.

14) Вычисляем коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером (если для рабочей частоты эта величина не приведена в справочных данных):



где , - параметры номинального (типового) режима, указанные в справочнике.
Данная формула справедлива вблизи частоты типового режима работы. При работе на значительно более низких частотах следует следить, чтобы вычисленное значение коэффициента передачи тока не превысило значение статического коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером. Как правило статический коэффициент передачи тока для мощных транзисторов, работающих при больших токах эмиттера, находится в пределах от 5 до 20.
При известном статическом коэффициенте передачи базы рекомендуется вычислять коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером по точной формуле:

b=b0/(1+(f/fb)2)0,5

15) Вычисляем крутизну транзистора:



где крутизна перехода



где - рабочая температура эмиттерного перехода транзистора данного каскада в градусах Цельсия.

15) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на базе транзистора:


16) Вычисляем амплитуду первой гармоники базового тока:

Iб1 =IKma1(qK)/b

17) Вычисляем мощность возбуждения:

Рвозб=0,5UmбIб1

18) Вычисляем коэффициент усиления по мощности:

КР=РN/Рвозб

19) Вычисляем входное сопротивление каскада:

Rвх=Umб/Iб1

20) Вычисляем смещение на базе:

Еб=Е1б -UmбcosqK

где - напряжение отсечки коллекторного тока, равное 0,7 вольта для кремниевых транзисторов и 0,20,3 вольта для германиевых (по модулю).
Проверяем, что напряжение на базе не превышает предельно допустимые.
На этом энергетический расчет транзисторного умножителя закончен.


5.7. Автогенератор

Автогенератор (АГ) в радиопередающем устройстве является первичным источником колебаний, частота и амплитуда которых определяются только собственными параметрами схемы и должны в очень малой степени зависеть от внешних условий. Любой АГ содержит активный элемент и колебательную систему (КС), колебания в которой поддерживаются за счет поступления энергии от источника питания.
Основными требованиями, предъявляемыми к АГ являются:
- стабильность частоты выходных колебаний;
- стабильность амплитуды выходных колебаний.
Стабильность частоты характеризуется следующими параметрами:
- абсолютной нестабильностью частоты сигнала;
- относительной нестабильностью частоты сигнала;
- спектральной чистотой сигнала.
Различают долговременную и кратковременную стабильность частоты. В АГ частота колебаний не должна зависеть от внешних воздействий (изменений напряжения источника питания, времени, температуры, влажности, вибраций, электромагнитных излучений), а должна определяться главным образом свойствами колебательной системы.
Для улучшения стабильности частоты в АГ используются КС, собственные частоты которых слабо зависят от внешних условий:
высокодобротные колебательные контура со стабильными параметрами;
кварцевые резонаторы;
линии задержки и резонаторы на поверхностных акустических волнах;
резонаторы из сверхпроводящих материалов;
резонансные линии поглощения или излучения некоторых веществ.
При выбора типа автогенератора можно ориентировочно основываться на следующих усредненных значениях нестабильности частоты различных схем:
транзисторный с LC контуром - 10-2 10-3;
термостатированный транзисторный с LC контуром - 10-4;
транзисторный с кварцевой стабилизацией частоты - 10-5 10-6;
термостатированный транзисторный с кварцевой стабилизацией частоты - 10-7.
Мощность транзисторного автогенератора с кварцевым резонатором как правило не должна превышать 10 мВт, коэффициент полезного действия 25%, а выходное напряжение 501000 мВ. Чаще всего эти величины не задаются, а становятся известными в конце расчета автогенератора.


5.7.1. Порядок расчета автогенератора на транзисторе

Исходные данные:
f - рабочая частота;
Rн - сопротивление нагрузки (может быть не задано);
Рн - мощность в нагрузке автогенератора (может быть не задана).
1) Задаемся мощностью, генерируемой транзистором Р~ (для обеспечения высокой стабильности частоты рекомендуется выбирать около 10 мВт).

2) Выбираем по справочнику транзистор по мощности и частоте.
Высокая стабильность частоты автогенератора может быть получена при достаточно большой нагруженной добротности колебательной системы автогенератора Qн=90 100. Если учесть, что добротность ненагруженной колебательной системы Qхх=120 150, то коэффициент полезного действия колебательной системы получается hк=0,2 0,3. Следовательно, только 20 % 30 % генерируемой мощности поступает в нагрузку. Учитывая эти обстоятельства, транзистор по мощности следует выбирать в соответствии с неравенством

P~іРн/hк

Величина P~ для маломощных транзисторов в справочниках не указывается. Приближенный расчет этой величины может быть получен из следующих соображений. Если транзистор автогенератора работает в недонапряженном режиме, то электронный коэффициент полезного действия hэ составляет 0,2 0,3. Тогда
[email protected]Кдоп/hэ
PКдопіРн/hкі

Существенное упрощение расчета автогенератора получается, если инерционные явления в транзисторе слабо выражены. Это справедливо, когда граничная частота по крутизне fS выше рабочей частоты автогенератора f

f <(0,1 - 0,2)fS
S=S0/(1+jf/fS)
S0=b0/(rб+b0jT/IK0) =b0/(rб+b0rЭ)

где jT - температурный потенциал перехода (jT=8,62*10-5Т);
rЭ - сопротивление эмиттерного перехода:

rЭ@1/(40IЭ0)
IЭ0=IK0(1+b0)/b0

Величина fS для маломощных транзисторов в справочниках не указывается. Определить ее для конкретного транзистора можно по формуле

fS=fТ/(rбS0)
Постоянную составляющую коллекторного тока автогенератора следует выбирать из следующих соображений:
- I1K0і(35) мА, иначе будет наблюдаться сильная зависимость режима работы транзистора от температуры. Кроме того, при малых IK0 велики шумы автогенератора;
- минимальное значение IK0 зависит от мощности в нагрузке автогенератора. В недонапряженном режиме при электронном коэффициенте полезного действия 0,30,4 подводимая от источника коллекторного питания мощность:

Р0=Ек IK0=Рн/(hэhк)@(1015)Рн

Задавшись Ек=0,5Екдоп, найдем ориентировочное значение IK0

I11K0=Р0 /Ек=(1015)Рн/Ек

Из полученных значений I1K0 и I11K0 следует взять большее. Приняв это значение за оценку постоянной составляющей тока коллектора, вычисляем S0 а затем fS.. Сравнивая fS и f, решаем вопрос об использовании выбранного транзистора на заданной частоте.
Выписываем из справочника параметры транзистора.
3) Вычисляем мощность в нагрузке автогенератора

Рн=hкP~

где hк - коэффициент полезного действия контура автогенератора.

4) Вычисляем напряжение на нагрузке автогенератора:

U2н=2RнРн

5) Выбираем угол отсечки коллекторного тока qк в пределах 60 90 градусов. По формулам, таблицам или графикам определяем a0(qк) и a1(qк).

6) Выбираем напряжение источника питания:

ЕКёUКЭдоп/2

Напряжение на коллекторе влияет на барьерную емкость коллекторного перехода (уменьшается с ростом коллекторного напряжения) и температуру транзистора (мощность, рассеиваемая на коллекторном переходе возрастает при увеличении напряжения на коллекторе).
Оптимальными можно считать значения напряжения на коллекторном переходе в интервале
ЕKЭ=(310) В.

7) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на коллекторе транзистора:

UmK=0,5EK[1+Ц(1-8P~rнас/(EKa1(qК)))]

8) Определяем остаточное напряжение на коллекторе:



9) Определяем высоту импульса коллекторного тока (по выбранной ранее постоянной составляющей тока коллектора):

ImK=IK0/a0(qК)

Если полученное значение импульса коллекторного тока превышает предельно-допустимые параметры используемого транзистора, то необходимо уменьшить напряжение питание, либо выбрать более мощный транзистор.

10) Определяем первую гармонику коллекторного тока, генерируемую транзистором,



11) Определяем мощность, потребляемую коллекторной цепью от источника питания:



12) Определяем мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора:

РК=Р0-Р~

проверяем выполнение условия

РКё РКдоп

Если полученное значение мощности превышает предельно-допустимые параметры используемого транзистора, то необходимо уменьшить напряжение питание, либо выбрать более мощный транзистор.

13) Вычисляем сопротивление нагрузки автогенератора, приведенное к участку эмиттер - коллектор,:

RОЕкр=UmK/IK1

Производим энергетический расчет базовой цепи.

14) Определяем ток базы транзистора:

Iб0=IK0/b0

15) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на базе транзистора

Umб=ImK/(S(1-cosqк))

16) Считая, что угол отсечки эмиттерного и коллекторного тока примерно одинаков, определяем напряжение смещения (для n-p-n транзистора):

,

где - напряжение отсечки коллекторного тока, равное 0,7 вольта для кремниевых транзисторов и 0,20,3 вольта для германиевых (по модулю). (Для p-n-p транзистора следует поменять знаки перед каждым из слагаемых суммы предыдущей формулы).

17) Определяем угол отсечки тока базы (для n-p-n транзистора):



(Для p-n-p транзистора следует поменять знаки перед каждым из членов числителя предыдущей формулы).

18) Определяем входное сопротивление транзистора по переменному току:

Rвх=1/(Sa1(qк)(1-cosqк))

19) Определяем мощность переменной составляющей на базе:

Рвозб=0,5(Umб)2/Rвх

На этом электрический расчет транзистора закончен, производим расчет нагрузочного контура, обеспечивающего работу автогенератора в непрерывном режиме.
Произведем расчет для автогенератора, собранного по схеме емкостной трехточки.

VT1
C2 L RH




C1 r0

C3

Рис. 15. Эквивалентная схема емкостной трехточки.

Элементы обратной связи должны быть рассчитаны так, чтобы обеспечивалось найденное ранее эквивалентное сопротивление нагрузки автогенератора RОЕкр при необходимом для работы значении коэффициента обратной связи Кос.

20) Задаемся волновым сопротивлением контура автогенератора:

r=200 300 Ом

21) Вычисляем параметры контура автогенератора, обеспечивающие выполнение условия баланса фаз:

L=r/w
С=1/(rw)

где

С-1=С-11+ С-12+ С-13

22) Определяем коэффициент обратной связи автогенератора:

Кос=Umб/UmК

Проверяем условие выполнения баланса фаз

КосSRОЕкрі1

При невыполнении данного неравенства необходимо увеличить амплитуду переменного напряжения на базе (коэффициент обратной связи).

23) Задаемся собственной добротностью контура автогенератора:

Qхх=100200

24) Вычисляем сопротивление потерь контура автогенератора:

r0=r/ Qхх

25) Уточняем коэффициент полезного действия контура с учетом потерь на передачу сигнала с выхода (коллектора) на вход (базу):

hк=(Рн +Рвозб)/P~

Если полученное значение превышает принятое в начале расчетов рекомендованное значение, то значит выбран транзистор с малым коэффициентом передачи тока базы и рекомендуется сменить транзистор, после чего все расчеты повторить.

26) Вычисляем нагруженную добротность контура автогенератора:

Qн = Qхх(1-hк)

27) Вычисляем внесенное в контур автогенератора сопротивление:

rвн=(r/ Qн) -r0

28) Вычисляем полное эквивалентное сопротивление нагруженного контура автогенератора:

RОЕн=r2/(rвн+r0)

29) Вычисляем коэффициент включения контура автогенератора в цепь коллектора:

рк=Ц(RОЕкр/RОЕн)

30) Вычисляем емкости конденсаторов:

С2=1/(rwрк)
С1=С2/Кос
С3=1/(С-1-С-11-С-12)
31) Вычисляем сопротивление потерь, внесенное в контур автогенератора по цепи обратной связи:

r1вн=1/((w С1)2Rвх)

32) Вычисляем сопротивление потерь, внесенное в контур автогенератора внешней нагрузкой,:

r11вн=rвн -r1вн

33) Вычисляем сопротивление связи с нагрузкой (сопротивление части контура автогенератора, параллельно которой подключается нагрузка Rн):

хсвН=ы(r11внRн)

34) Вычисляем коэффициент включения нагрузки в контур автогенератора:

рн=хсвН/r

35) Рассчитываем необходимые температурные коэффициенты емкости aс из условия, что основным дестабилизирующим фактором является температурная нестабильность реактивных элементов трехточки, а для ее уменьшения необходимо у емкости aс и индуктивности aL иметь противоположные знаки температурных коэффициентов:

aс+aL=0

Задаемся температурным коэффициентом индуктивности:

aL=0,0000050,00001

Вычисляем температурный коэффициент емкости:

aс= -aL

Так как результирующая емкость состоит из соединенных последовательно конденсаторов С1, С2 и С3, то их температурные коэффициенты емкостей связаны следующим образом:

(aс1/С1)+(aс2/С2)+(aс3/С3)=(aс/С)

36) Задаемся температурным коэффициентом емкостей aс1 и aс2 конденсаторов С1 и С2 (следует выбирать небольшие значения) из стандартного ряда, приведенного в таблице Приложения 9.

37) Вычисляем температурный коэффициент емкости aс3 конденсатора С3:

aс3=С3/[(aс/С) - (aс1/С1) - (aс2/С2)]

Если полученное значение температурного коэффициента емкости aс3 существенно (более 20%) отличается от стандартных значений, то конденсатор С3 можно составить из двух (и более) параллельно включенных конденсаторов с разными значениями и (или) знаками температурных коэффициентов емкости:

С3=С13+С113
aс3=[a1с3 С13+a11с3 С113]/С3

Комбинируя путем перебора стандартными значениями a1с3, a11с3 и величинами С13 и С113, можно подобрать любое требуемое для термокомпенсации значение aс3.
Производим электрический расчет принципиальной схемы автогенератора.
Используются различные схемы построения автогенераторов:
- схема с фиксированным смещением базовой цепи;
- схема с заданием тока базы;
- схема с заданием напряжения на базе;
- схема с эмиттерным автоматическим смещением;
- схема с комбинированным смещением (фиксированным и автоматическим).
С точки зрения максимальной температурной стабильности и обеспечения плавного перехода из режима мягкого возбуждения в режим жесткого возбуждения наилучшей является последняя схема.
Пример расчета простой часто используемой принципиальной схемы транзисторного автогенератора, собранного по схеме емкостной трехточки с параллельным питанием коллекторной цепи и емкостной связью с нагрузкой приведена на рис. 16.
Назначение элементов:
R1, R2 -резисторы задания режима работы каскада (тока базы);
RЭ -резистор эмиттерного автосмещения;
СЭ -блокировочная емкость;
С1, С2а, С2б, С2в, С3 -емкости трехточки;
С2а, С2б -емкости, определяющие коэффициент включения нагрузки;
С2в -подстроечная емкость для обеспечения точного выполнения условия баланса фаз;
L -индуктивность трехточки;
Rн -сопротивление нагрузки (на принципиальной схеме не рисуется, поскольку в его качестве выступает входное сопротивление последующего (буферного, согласующего) каскада);
Lбл -блокировочная индуктивность;
Сбл -блокировочная емкость.

Rб Lбл Сбл
С3


L
VT1
С2в С2а




С2б RH
C1 RЭ CЭ



Рис. 16. Вариант схемы автогенератора.

38) Вычисляем величины сопротивлений, определяющих режим работы по постоянному току, R1, R2 и RЭ.

39) Вычисляем величину конденсатора связи с нагрузкой С2б:

С2б=1/(w хсвН)

40) Вычисляем величину конденсатора связи с нагрузкой С2а:

С2а=1/[(1/С2) - (1/С2б)]

41) Вычисляем величину блокировочной индуктивности Lбл:

Lблі10/(w С2)

42) Вычисляем величину блокировочной емкости Сбл:

Сблё0,1/(w Rн)

43) Вычисляем среднюю величину емкости конденсатора С2в:

С2в=1/[w2 Lбл]

44) Проверяем условие отсутствия прерывистой генерации:

С1 Rб<<4p Qн /f

Если это условие не выполняется, то в схему необходимо ввести емкость между точкой соединения базы транзистора и резистора Rб и точкой соединения индуктивности L и емкости С1. Величина данной емкости определяется по формуле:

Сдоп=0,4p Qн /(f Rб)

Для уменьшения влияния на автогенератор внешних электромагнитных полей рекомендуется производить экранировку всего автогенератора или в крайнем случае индуктивности L (следует иметь в виду, что экран небольших размеров ухудшает собственную добротность индуктивности за счет дополнительных потерь в экране).


5.7.2. Расчет частотно-модулируемого генератора

Частотно-модулируемый генератор может быть построен на базе генератора управляемого напряжением (ГУН) или автогенератора, расчет которого рассмотрен выше. ГУН выполняются на микросхемах (эти микросхемы имеются в цифровых сериях 555, 531, 564) и расчет сводится к определению емкости конденсатора. Однако, как правило, при этом стабильность средней частоты получается невысокой и необходимо использовать дополнительные схема АПЧ или ФАПЧ.
При расчёте частотного модулятора на базе автогенератора к одной из емкостей трехточки или контура автогенератора через конденсатор связи присоединяется варикап (или два встречно включенных варикапа).
При расчёте частотного модулятора на базе автогенератора задаются следующие параметры:
- девиация частоты;
- допустимый коэффициент нелинейных искажений (по второй гармонике);
- несущая частота.
Для отсутствия паразитной амплитудной модуляция необходимо, чтобы относительные пределы изменения частоты при модуляции были небольшими. Для расчета частотного модулятора необходимо пересчитать девиацию частоты и рабочую частоту генератора с учетом коэффициента умножения частоты умножителя (девиация частоты умножается во столько же раз, во сколько раз умножается частота).
Выбираем коэффициент включения варикапа к одной из емкости трехточки в пределах 0,10,3 (чем меньше, тем меньше паразитная амплитудная модуляция и выше линейность изменения частоты):



Определим необходимую величину изменения емкости изменяемого элемента трехточки:


,

где - значение емкости одного из конденсатора трехточки, полученное в результате расчетов автогенератора;
- новое значение емкости конденсатора трехточки после подключения варикапа;
- емкость варикапа при отсутствии модулирующего напряжения.
Задаемся параметром в пределах 0,050,1:

,

Находим емкость варикапа при отсутствии модулирующего сигнала:
/

По найденной величине выбираем варикап.
Находим скорректированное значение емкости трехточки при подключении варикапа:



Находим емкость конденсатора связи:



Находим вспомогательный параметр



Проверяем выполнение условия обеспечения коэффициента нелинейных искажений, не превышающего заданного значения, иначе необходимо задаться другим коэффициентом включения варикапа и выбрать другой варикап:



Рассчитываем крутизну преобразования напряжения на варикапе в изменение частоты:

,

где - (0,330,5) коэффициент, связанный с законом распределения носителей зарядов в р-п переходе (плавный, резкий, сверхрезкий).
Определяем амплитуду модулирующего напряжения, подаваемого на варикап:



Проверяем условие отсутствия отпирания варикапа при максимальной величине модулирующего сигнала:



Определяем требования к стабильности напряжения смещения варикапа:



При малой полученной величине (0,01 и менее) необходимо использовать для формирования напряжения смещения стабилизатор напряжения (в простейшем случае параметрический на стабилитроне).
Смещение на варикап подается через развязывающую цепь, обеспечивающую прохождение без ослабления модулирующего напряжения в заданном диапазоне модулирующих частот и отсутствие шунтирования высокочастотного напряжения цепью модулирующего сигнала.


5.7.3. Транзисторный автогенератор с кварцевым резонатором

Кварцевый резонатор состоит из кварцевой пластины и кварцедержателя, к которому присоединены выводы для подключения к схеме автогенератора.
Эквивалентные параметры кварцевой пластины Lкв, Cкв, rкв зависят от размера кварцевой пластины и типа среза и имеют [29] следующие величины:
Cкв - десятые доли пикофарады;
Lкв - десятки милигенри:
rкв - единицы Ом.
Емкость кварцедержателя C0 зависит от конструкции и обычно составляет 2040 пф.
Кварцевая пластина вместе с кварцедержателем имеет две резонансных частоты (параллельного w0 и последовательного w1 резонанса):

w20=1/(LквCкв)
w21=1/(LквCпар)

где Cпар - емкость параллельно соединенных конденсаторов Cкв и C0:

Cпар=CквC0/(C0+Cкв)

Как правило, частоты w0 и w1 отличаются незначительно (на 0,51 %), причем в интервале частот от w0 до w1 кварц имеет индуктивное сопротивление.
Из большого множества вариантов схем кварцевых автогенераторов наиболее часто используются следующие:
осцилляторные (кварцевый резонатор выполняет роль одной из индуктивностей в трехточечной схеме автогенератора);
фильтровые (кварцевый резонатор включается как последовательный колебательный контур в цепь обратной связи автогенератора, при этом колебания возникают на частоте последовательного резонанса кварца, которая достаточно стабильна).
Осцилляторные схемы обеспечивают лучшую стабильность частоты, а также более предпочтительны, так как кварцевый резонатор может иметь индуктивное сопротивление только в том случае, если он исправен и кварцевая пластина колеблется. В противном случае, а также в случае отсутствия в схеме кварцевого резонатора автоколебания невозможны.
Из осцилляторных схем чаще используются автогенераторы, построенные по схеме емкостной трехточки, в которых кварц включается между коллектором и базой транзистора (при этом схема менее склонна к паразитной генерации на частотах выше рабочего диапазона, и для схемы не нужны дополнительные индуктивности, что важно при интегральном исполнении).
Определяющим критерием при выборе транзистора является рабочая частота и диапазон рабочих температур. Пригодны различные маломощные высокочастотные германиевые и кремниевые транзисторы.
Выбор конкретного транзистора производим в соответствии с рекомендациями, приведенными в предыдущем разделе.
В транзисторных каскадах оптимальными с точки зрения стабильности частоты являются использование кварцевых резонаторов с частотами до 10 МГц. Выбирать следует кварцевый резонатор с минимальным значением температурного коэффициента частоты в рабочем интервале температур. Если заданная стабильность частоты не обеспечивается, то необходимо термостатировать кварц или весь автогенератор. При термостатировании необходимо выбирать кварцевый резонатор, у которого температура нулевого значения коэффициента частоты выше верхней рабочей температуры автогенератора, так как при этом облегчается поддержание необходимой температуры в термостате.
Рассмотрим расчет транзисторного автогенератора, собранного по схеме емкостной трехточки с кварцевой стабилизацией частоты, принципиальная электрическая схема которого приведена на рис. 17.
Емкостная трехточка образуется индуктивностью кварцевого резонатора и конденсаторами С2, С3. Резисторы R1, R2 и R3 обеспечивают внешнее и автоматическое смещение базового перехода транзистора. Конденсатор С2 служит для устранения отрицательной обратной связи по переменному току через эмиттерный резистор R3. Дроссель L1 осуществляет подачу постоянного напряжения на коллектор, представляя большое сопротивление для переменного тока. Дроссель L2 устраняет шунтирующее действие делителя напряжения R1, R2 на базовую цепь транзистора по постоянному току.


R1 LК C3

VT1

Lбл



R2 C2 R3 C1

Рис. 17. Вариант схемы кварцевого автогенератора.

1) Задаемся мощностью, генерируемой транзистором (рекомендации см. выше).

2) Выбираем по справочнику транзистор по мощности и частоте (рекомендации см. выше). Выписываем из справочника параметры транзистора.

3) Задаем параметры режима работы транзистора:

IK0=(310) мА.
ЕKЭ=(310) В.
ЕЭ=(23) В.

4) Вычисляем напряжение источника питания:

ЕK=ЕKЭ+ЕЭ

5) Вычисляем сопротивление эмиттерного автосмещения:

R3=ЕЭ/IЭ0

6) Определяем ток базы:

Iб0=IK0/b0

7) Задаем ток делителя напряжения внешнего смещения базы:

Iдел=(10 20)Iб0

8) Вычисляем результирующее сопротивление делителя напряжения внешнего смещения базы:

Rдел=ЕК/Iдел

9) Вычисляем напряжение на базе транзистора:

Еб=ЕЭ+Е1б

где Е1б - падение напряжения на прямосмещенном базовом переходе (для германиевых транзисторов около 0,3 В, а для кремниевых около 0,7 В).

10) Вычисляем сопротивления делителя напряжения внешнего смещения базы:
R2=Еб/Iдел
R1=Rдел- R2

11) Задаем коэффициент регенерации автогенератора:

Gр=37

12) Вычисляем управляющее сопротивление:

Rупр=Gр/S

13) Задаем коэффициент обратной связи:

К1ос=(С3/С3)ё1

14) Вычисляем реактивное сопротивление емкости С3:

х3=Ц(Rупр rкв/К1ос)

15) Вычисляем величины конденсаторов С2 и С3:

С3=1/(wквх3)
С2=С3/К1ос

16) Вычисляем величину блокировочного конденсатора С1:

С1=(10 - 20)/(wкв R3)

17) Вычисляем величину блокировочного дросселя L1:

L1=(20 - 30) х3/wкв

Этот дроссель может быть заменен резистором величиной

RL=(20 - 30) х3,,

но при этом необходимо будет увеличить напряжение питание на величину

Е1=IK0 RL

и произвести перерасчет делителя напряжения базовой цепи R1 и R2.

18) Вычисляем величину блокировочного дросселя L2:

L2=(20 30) х2/wкв,

где х2 - реактивное сопротивление емкости С2.
Блокировочный дроссель L2 необходим, если не выполняется неравенство:

(20 30)х2ёR1R2/(R1 +R2),

иначе средняя точка соединения резисторов R1 и R2 соединяется с базой транзистора.

19) Для стационарного режима вычисляем коэффициент Берга b1(qк)

b1(qк) =1/Gр

20) По таблицам или графиком для полученного значения b1(qк) находим угол отсечки коллекторного тока qк, а затем по таблицам определяем коэффициенты Берга a0(qк) и a1(qк).

21) Вычисляем размах импульса коллекторного тока:

ImK= IK0/a0(qк)

Проверяем выполнение условия

ImKёImKдоп

Если неравенство не выполняется, то необходимо увеличить напряжение питание, уменьшить коллекторный ток или выбрать более мощный транзистор и повторить расчеты с самого начала.

22) Вычисляем амплитуду первой гармоники коллекторного тока:

IK1=ImKa1(qк)

23) Вычисляем амплитуду переменного напряжения на базе:

Umб=IK1Rупр

24) Вычисляем модуль коэффициента обратной связи:

|Кос|=х2/Ц(х23 +r2кв)

25) Вычисляем амплитуду напряжения на коллекторе:

UmК=Umб/|Кос|

Проверяем условие работы транзисторного каскада в недонапряженном режиме:
UmК<ЕК.

26) Вычисляем мощность, потребляемую от источника питания коллекторной цепью:

Р0=ЕКЭ IK0

27)Вычисляем мощность, рассеиваемую кварцевым резонатором:

Ркв=0,5 rкв (Umб/х2)2

Проверяем допустимость рассеиваемой кварцем мощности

Ркв<Рквдоп

При невыполнении неравенства необходимо обеспечить меньшую амплитуду колебаний кварцевого резонатора и повторить расчеты.

28)Вычисляем мощность, рассеиваемую транзистором:

РК=Р0 - Ркв

Проверяем выполнение условия

РК<РКдоп

При невыполнении неравенства необходимо изменить режим работы транзистора, либо выбрать более мощный транзистор.

29) Вычисляем допустимое сопротивление нагрузки (входное сопротивление буферного каскада):

Rупрі5U2mК/Ркв

из условия, что нагрузкой потребляется мощность Рн

Рн=0,1Ркв

Для выполнения этого неравенства в некоторых случаях между кварцевым генератором и следующими каскадами иногда ставятся буферные каскады: эмиттерные (истоковые) повторители, имеющие большое входное сопротивление.

5.8. Фазовый модулятор

Фазовые модуляторы используются при формировании ФМ сигнала и ЧМ сигнала (косвенным методом). При этом фазовый модулятор включается после высокостабильного автогенератора. Если при изменении фазы изменяется входное сопротивление фазового модулятора, то это приводит к изменению нагрузки АГ и может изменять частоту последнего. Для устранения подобного эффекта фазовый модулятор подключается к АГ через аттенюатор или буферный каскад (эмитерный повторитель или каскад, собранный на полевом транзисторе). Амплитуда напряжения сигнала, подаваемого на фазовый модулятор, должна быть стабильной, иначе это может привести к паразитной фазовой модуляции в самом фазовом модуляторе и в последующих нелинейных каскадах. Этот эффект усиливается, если амплитуда высокочастотного сигнала излишне велика. Кроме того, при слишком большой амплитуде высокочастотного сигнала увеличиваются нелинейные искажения МФ (если в качестве управляемых реактивных элементов в фазовом модуляторе использованы варикапы). Напротив, при слишком малой входной амплитуде высокочастотного сигнала выходной сигнал будет иметь невысокое отношение сигнал/шум. Форма напряжения высокочастотного сигнала, подаваемого на МФ, должна быть для большинства схем модуляторов также стабильной, практически гармонической, во избежание ухудшения качества фазомодулированного сигнала.
К цепям, следующим за МФ, также предъявляются специфические требования для обеспечения высокого качества сигнала.
Реальный МФ в процессе модуляции неизбежно создает паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ). Сигнал ФМ со значительной ПАМ, передаваемый в эфир, снижает достоинства данного вида модуляции, придает ему типичные недостатки АМ сигнала. Но кроме того, ПАМ в тракте передатчика, проходя через нелинейные каскады (умножители частоты, усилитель мощности), приводит к искажению фазовой модуляционной характеристики из-за явления амплитудно-фазовой конверсии (АФК). АФК заключается в том, что фазовый сдвиг высокочастотного колебания, проходящего через нелинейные цепи, становится зависящим от амплитуды данного высокочастотного колебания. Это явление особенно проявляется в устройствах на биполярных транзисторах. Поэтому ПАМ, создаваемую МФ, необходимо снижать различными мерами. К таким мерам относится специальный выбор схем МФ и включение высокочастотного ограничителя после МФ. Следует учитывать, что АФК может происходить и в самом ограничителе, ввиду его сильно выраженной нелинейности и инерционности. Модулятор фазы для обеспечения минимальных нелинейных искажений нуждается в оптимальном, стабильном сопротивлении нагрузки. В связи с этим между МФ и следующими за ним каскадами также включается аттенюатор или буферный каскад, обеспечивающие эту нагрузку.
В последующих за фазовым модулятором каскадах необходимо обеспечить хорошую фильтрацию побочных составляющих спектра, в том числе и субгармоник. Для всех каскадов после МФ следует обеспечить амплитудно-частотную характеристику, достаточную для прохождения спектра ФМ заданной ширины.
В широком смысле под модулятором фазы можно подразумевать ряд узлов, которые необходимы для получения ФМ сигнала, удовлетворяющего требованиям стандарта. К этим узлам относятся вся низкочастотная часть схемы (УНЧ, НЧ ограничитель, ФНЧ), а также значительная часть высокочастотных узлов, начиная с буферного усилителя, включенного после АГ, и кончая умножителем частоты, на выходе которого появляется очищенный от ПАМ ФМ сигнал с ограниченной шириной спектра, не попадающей в полосы соседних каналов связи.
В узком смысле под модулятором фазы подразумевается устройство, обеспечивающее отклонение фазы ВЧ колебания, генерируемого АГ, под воздействием модулирующего напряжения, снимаемого с выхода УНЧ. Чаще всего рассматривается именно это устройство.
Все реальные МФ кроме паразитной АМ, имеют нелинейную зависимость фазы от модулирующего напряжения. Следует различать модуляционные свойства МФ для квазистатического и динамического режимов. Под квазистатическим понимается режим снятия статических модуляционных характеристик, т.е. зависимость фазы и амплитуды колебаний на выходе МФ от медленно изменяющегося управляющего напряжения (когда отсутствуют переходные процессы). Реальный режим работы МФ - динамический, при котором существенную роль играют переходные процессы, сопровождающие любое изменение управляющего напряжения и зависящие, кроме того, от свойств МФ как колебательной системы, и, главным образом, от полосы пропускания. В высококачественном МФ динамические искажения сигнала не выходят за допустимые пределы, и при анализе процессов модуляции можно ограничиться статическими характеристиками, особенно если речь идет о сравнительно низкочастотных или узкополосных модулирующих сигналах. Модуляцию фазы можно получить, используя почти любую активно-реактивную фазосдвигающую цепь, если хотя бы один из ее элементов (активное или реактивное сопротивление) может управляться модулирующим сигналом. В качестве управляемых реактивных элементов в настоящее время наиболее широко используются варикапы, а также биполярные и полевые транзисторы. Транзисторы, особенно полевые, применяются в роли активных и реактивных управляемых сопротивлений. Такие элементы в составе МФ называются управителями фазы.
Наиболее часто для модуляции фазы на практике используются
параллельный LC контур;
полосовый фильтр на связанных LC контурах;
последовательная RLC цепь;
Т-образная цепь;
схема на основе компаратора и генератора пилообразного напряжения [9].


5.8.1. Фазовый модулятор с параллельным LC контуром

Этот тип МФ представляет собой ГВВ с нагрузкой в виде параллельного LC контура, один из реактивных параметров которого, чаще всего емкость (варикап подключается параллельно контурной емкости ) изменяются в соответствии с модулирующим напряжением. При этом изменяются фаза и амплитуда выходного напряжения относительно входного. Поскольку фаза нелинейно зависит от емкости, а емкость в свою очередь нелинейно зависит от модулирующего напряжения, то фазовая характеристика линейна на небольшом участке (около +40 градусов). Глубина фазовой модуляции и линейность модуляционной характеристики зависят также от начальной расстройки контура относительно частоты входного сигнала. Нелинейность модуляционной характеристики приводит к искажениям модуляции и появлению гармоник модулирующего сигнала в выходном сигнале приемника. Уровень нелинейных искажений по второй и третьей гармонике (более высокими номерами как правило можно пренебречь):




где - амплитуда модулирующего напряжения;
- контактная разность потенциалов (0,7 В);
- напряжение смещения на варикапе;
- характеристическое сопротивление контура;
(С – пределы изменения емкости варикапа при модуляции.
При условии, что искажения по второй и третьей гармоникам равны, допустимый индекс фазовой модуляции:

.

Порядок расчета МФ с контуром следующий:
Задано:
- рабочая частота РПУ;
( - девиация частоты на выходе РПУ;
- минимальная частота модулирующего сигнала;
- допустимый уровень нелинейных искажений.
1) Определяем допустимый индекс фазовой модуляции:

.

2) Определяем девиацию частоты ( на выходе МФ:

(=

3) Определяем необходимый коэффициент умножения частоты после МФ:

,

выбираем ближайшее большее целое число.
4) Определяем частоту, на которой будет работать МФ:



5) Определяем относительное изменение емкости варикапа:



По полученному отношению выбираем из справочника варикап, выписываем все его параметры.
6) Задаемся добротностью колебательного контура модулятора фазы (в пределах 80 120) и определяем характеристическое сопротивление контура:



7) Определяем индуктивность и емкость колебательного контура:




Если получилось отрицательное значение емкости, то необходимо уменьшить смещение на варикапе или выбрать варикап с меньшей емкостью.


5.8.2. Фазовый модулятор на связанных LC контурах

Система из нескольких связанных контуров часто используется в качестве полосового фильтра. Как известно, в полосе пропускания фаза коэффициента передачи изменяется в зависимости от частоты примерно по линейному закону, а входное сопротивление и модуль коэффициента передачи остаются примерно постоянными. Эти свойства системы связанных контуров сохранятся и в том случае, если частота колебаний остается постоянной, а изменяется частота настройки контуров. Для перестройки контуров, как и в предыдущей схеме, применяются чаще всего варикапы. Максимальное изменение фазы составляет 90°n , где n - число контуров. Для трех контуров пределы перестройки фазы равны ± 270°. За пределами этой области резко растет затухание, а кроме того изменяется входное сопротивление и коэффициент передачи фильтра. Определено, что коэффициент передачи, линейная область изменения фазы и входное сопротивление трехконтурного фазовращателя почти постоянны в пределах изменения фазы ±120°, если характеристические сопротивления контуров и сопротивления емкостных связей выбраны из соотношений:





где - конденсатор связи между LC контурами,
- сопротивление нагрузки модулятора фазы.
Максимальное отклонение емкости варикапа от номинального значения ограничивается появлением ПАМ:



При условии, что коэффициент нелинейных искажений МФ не превышает единиц процентов, максимальная амплитуда модулирующего напряжения не должна превышать значения:
.
ЛИТЕРАТУРА

ГОСТ 2.105-95 ЕСКД. Общие требования к текстовым документам.
ГОСТ 7.32-91 ЕСКД. Отчет о научно-исследовательской работе. Структура и правила оформления.
ГОСТ 2.702-75 ЕСКД. Правила выполнения электрических схем.
Стандарт предприятия. Проекты (работы) курсовые и дипломные. Общие требования к содержанию и оформлению. - Сургут: СурГУ, 1997 г.
Шумилин М.С. и др. Радиопередающие устройства. М.: Радио и связь, 1990 г.
Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. М.: Энергия, 1976 г.
Устройства генерирования и формирования радиосигналов: Учебник для ВУЗов/ Л.А. Белов, В.М. Богачев, М.В. Благовещенский и др.; Под ред. Г.М. Уткина, В.Н. Кулешова, М.В. Благовещенского.- 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Радио и связь, 1994.
Радиопередающие устройства./ Под ред. Б.П. Терентьева.- М.: Связь, 1972 г.
Радиопередающие устройства/ Под ред. В.В. Шахгильдяна, 3-е издание. М.: Радио и связь, 1996 г.
Проектирование радиопередающих устройств/ Под ред. В.В. Шахгильдяна, 3-е издание. М.: Радио и связь, 1993 г.
Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ/ Под ред. О.В. Алексеева. М.: Радио и связь, 1987 г.
Проектирование радиопередающих устройств СВЧ/ Под ред. Г.М. Уткина. М.: Сов. радио, 1979 г.
Сиверс М.А., Зейтленок Г.А. и др. Проектирование и техническая эксплуатация радиопередающих устройств. М.: Радио и связь, 1983 г.
Шумилин М.С., Козырев В.Б., Власов В.А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. Учебное пособие для техникумов. М.: Радио и связь, 1987 г.
Каганов В.И. СВЧ полупроводниковые передатчики. М.: Радио и связь, 1981 г.
Бордус А.Д., Ильин А.Г., Казанцев Г.Д., Пороховниченко А.М. Проектирование радиопередающих устройств на транзисторах. Методические указания к курсовому проектированию.- Томск: ТИАСУР, 1987 г.
Гусев Б.В., Булатов Л.И., Харитонов Ф.В. Радиопередающие устройства. Методические указания по курсовому проектированию.- Екатеринбург: Изд-во УПИ им. С.М. Кирова, 1992 г.
Гусев Б.В., Булатов Л.И., Лучинин А.С., Плотников Б.Н. Радиопередающие устройства. Методические указания по курсовому проектированию. Часть 2.- Свердловск: Изд-во УПИ им. С.М. Кирова, 1987 г.
Гусев Б.В., Булатов Л.И., Киршин С.К., Харитонов Ф.В. Расчет и проектирование схем связи генераторов высокой частоты. Методические указания по курсовому проектированию радиопередающих устройств.- Свердловск: Изд-во УПИ им. С.М. Кирова, 1982 г.
Самарин М.С Проектирование широкополосных усилителей. Учебное пособие М.: МИС, 1988 г.
Справочник по радиоэлектронным системам: В 2-х томах. Т. 1. /Под ред. Б.Х. Кривицкого.- М.: Энергия, 1979 г.
Справочник по радиоэлектронным системам: В 2-х томах. Т. 2. /Под ред. Б.Х. Кривицкого.- М.: Энергия, 1979 г.
Справочник радиолюбителя-конструктора.- М.: Радио и связь, 1983 г.
Гупта К., Гардж Р., Чадха Р. Машинное проектирование СВЧ устройств: Пер. с англ.- М.: Радио и связь, 1987 г.
Дворников А.А., Коптев Г.И., Панина Т.А. Генераторы с внешним возбуждением и автогенераторы диапазона высоких частот/ Под ред. Г.М. Уткина.- М.: Изд. МЭИ, 1990 г.
Дворников А.А., Коптев Г.И., Панина Т.А. Генераторы с внешним возбуждением и автогенераторы высоких частот/ Под ред. Г.М. Уткина.- М.: Изд-во МЭИ, 1990 г.
Дворников А.А., Уткин Г.М. Автогенераторы/ Под ред. В.И. Огурцова.- М.: Изд-во МЭИ, 1993 г.
Аналоговая схемотехника. М.: Радио и связь, 1997 г.
Шитиков Г.Т., Цыганков П.Я., Орлов О.М. Высокостабильные кварцевые автогенераторы/ Под ред. Г.Т. Шитикова.- М.: Сов. радио, 1974 г.

ПРИЛОЖЕНИЕ 1 Образец титульного листа к курсовому проекту

Государственный комитет Российской Федерации
по высшему образованию

Сургутский государственный университет (СурГУ)

Кафедра радиоэлектроники


РАСЧЕТ РАДИОПЕРЕДАТЧИКА С АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ

Пояснительная записка к курсовому проекту по дисциплине
«Радиопередающие устройства»






Студент гр. 292
(подпись) И.О. Фамилия
(дата )




Руководитель проекта
(должность)
(подпись) И.О. Фамилия
(дата )






2002
ПРИЛОЖЕНИЕ 2 Бланк задания к курсовому проекту
Государственный комитет Российской Федерации
по высшему образованию
Сургутский государственный университет (СурГУ)
Кафедра радиоэлектроники


РАСЧЕТ РАДИОПЕРЕДАТЧИКА С _________ МОДУЛЯЦИЕЙ

ЗАДАНИЕ
к курсовому проекту по дисциплине
«Радиопередающие устройства»
1. Студенту гр.____ ИФФ_____________________________________________
2. Срок сдачи студентом законченного проекта ________________________
3. Исходные данные к проекту
3.1. Назначение _____________________________________________
3.2. Мощность на выходе передатчика ____________________________ Вт
3.3. Рабочая длина волны (диапазон длин волн) ______________ м
3.4. Полоса частот модулирующего сигнала _____________________ Гц
Параметры модуляции ______________________________________
Параметры антенны ______________________________________
3.7. ____________________________________________________________
________________________________________________________________
4. Содержание пояснительной записки
4.1. Выбор и обоснование структурной схемы радиопередатчика.
4.2. Расчет режима модуляции и модуляционной характеристики.
4.3. Расчет принципиальных схем каскадов высокой частоты.
4.4. Конструктивный расчет элементов выходного каскада.
4.5. Определение параметров источников питания.
4.6. ____________________________________________________
5. Графические материалы
5.1. Радиопередатчик. Схема структурная электрическая.
5.2. Радиопередатчик. Схема принципиальная электрическая.
5.3. ___________________________________________________________

Дата выдачи задания _____________________________________________
Руководитель ____________________________________________________
Задание принял к исполнению ______________________________________
ПРИЛОЖЕНИЕ 3 ТРЕБОВАНИЯ К ВЫХОДНОМУ СИГНАЛУ РПУ

Используемые в радиотехнике диапазоны частот разделены на интервалы, предназначенные для работы различных радиотехнических средств. Для обеспечения электромагнитной совместимости при разработке РПУ следует руководствоваться государственными нормами и рекомендациями на ограничение уровня взаимных помех. Эти нормы предъявляют единые требования к параметрам выходных сигналов передающих устройств (уровню внеполосного излучения и стабильности средней частоты).
Нормы на ширину полосы радиочастот для различных классов излучения (для радиопередающих устройств гражданского назначения)
Таблица П1
Описание и класс излучения
Ширина полосы частот (fн
Ширина контрольной полосы частот (fк


Амплитудная
модуляция

Телеграфия незатухающими колебаниями, А1
(fн=kВ
(fк = (fн

Тональная телеграфия, А2
(fн=2Fм +5В
(fк =2Fм +6,8В

Тональная телеграфия, одна боковая полоса частот, подавленная несущая, А2J
(fн=5В
(fк = (fн

Тональная телеграфия, одна боковая полоса частот, полная несущая, А2Н
(fн=Fм +5В
(fк = (fн

Телефония, две полосы частот, А3
(fн=2Fв
(fк =2,5(fн

Радиовещание, две полосы частот, А3
(fн=2Fв
(fк =1,2(fн

Телефония или радиовещание, одна боковая полоса частот, ослабленная несущая, А3А
(fн=Fв
(fк =1,15(fн

Многоканальная тональная телеграфия, одна боковая полоса частот, подавленная несущая, А7J
(fн=Fв- Fн
(fк =1,1(fн

Телевидение
В соответствии с
ТВ стандартом


Частотная
модуляция

Телеграфия, F1
(fн=2,6D+0,55В
при 1,5(fн=2,1D+1,9В
при 5,5(fк =4,3В(m)0,5

(fк =(m+7)В

Радиовещание, F3 (моно сигнал)
(fн=2D+2Fв
(fк =1,15(fн

Телефония, F3
(fн=2,4D+2Fв
(fк = (fн

В таблице П1 использованы следующие обозначения:
В - скорость телеграфирования;
Fм - частота манипуляции;
Fв - верхняя частота в спектре модулированного сигнала;
Fн - нижняя частота в спектре модулированного сигнала;
D - девиация частоты;
k – параметр;
m - индекс частотной модуляции.
Ширина контрольной полосы (fк определяется как ширина полосы излучения на уровне минус 30 дБ относительно заданного исходного уровня 0 дБ.

По рекомендациями МККР до 1985 года требования к стабильности выходной частоты РПУ определялись в соответствии с таблицей П2 (сокращенная версия).
Нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчика от номинального значения
Таблица П2

Диапазон частот и тип радиостанции
Допустимые отклонения частоты от номинальной


Диапазон 10 535 кГц


1
Наземные станции мощностью меньше 200 Вт
5*

2
Наземные станции мощностью больше 200 Вт
2*

3
Судовые станции
1*

4
Радиовещательные станции
10 Гц


Диапазон 535 1605 кГц


5
Радиовещательные станции
10 Гц


Диапазон 1605 4000 кГц


6
Наземные станции мощностью меньше 200 Вт
1*

7
Наземные станции мощностью больше 200 Вт
5*

8
Судовые станции
2*

9
Радиовещательные станции
2*


Диапазон 4000 29700 кГц


10
Наземные станции мощностью меньше 500 Вт
5*

11
Наземные станции мощностью от 500 до 5000 Вт
3*

12
Наземные станции мощностью больше 5000 Вт
1.5*

В соответствии с применяемыми в России «Общесоюзными нормами на допустимые отклонения частоты радиопередатчиков всех категорий и назначений» рекомендации по допустимым отклонениям частоты приведены в таблице П3 (для радиопередатчиков, действующих и вводимых в эксплуатацию после 1985 года).
Нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчика от номинального значения
Таблица П3

Диапазон частот (включая верхний и исключая нижний пределы) и тип радиостанции
Допустимые отклонения частоты от номинальной


Диапазон 10 535 кГц


1
Радиовещательные станции
10 Гц


Диапазон 535 1605 кГц


2
Радиовещательные станции
10 Гц


Диапазон 1605 4000 кГц


3
Радиовещательные станции
10 Гц

4
Подвижные станции спасательных судов
300 Гц

5
Подвижные станции воздушных судов
20 Гц


Диапазон 4000 29700 кГц


6
Радиовещательные станции
10 Гц

7
Сухопутные станции (береговые мощностью до 500 Вт)
50 Гц

8
Сухопутные станции мощностью от 500 до 5000 Вт
30 Гц


Диапазон 29,7 100 МГц


9
Радиовещательные станции (кроме телевизионных) мощностью менее 50 Вт
50 Гц

10
Радиовещательные станции (кроме телевизионных) мощностью более 50 Вт
20 Гц

11
Радиовещательные станции (телевизионные, звук и изображение) мощностью менее 1000 Вт
40 Гц

12
Радиовещательные станции (телевизионные, звук и изображение) мощностью более 1000 Вт
100 Гц

13
Космические станции
30 Гц


Допустимый уровень нежелательных спектральных составляющих на выходе радиопередающего устройства регламентируется «Общесоюзными нормами на уровни побочных излучений радиопередатчиков всех категорий и назначений (гражданских образцов)». Фрагмент этого документа приведен в таблице П4.
Нормы на уровни побочных излучений радиопередатчиков всех категорий и назначений
Таблица П4
Диапазон частот, МГц
Выходная мощность, Р, Вт
Допустимая величина мощности побочных излучений



Абсолютная,
, мВт
Относительная,, дБ

Менее 30
Менее 500
Менее 50
Менее -40


500 50000
Менее 50
Менее -40


Более 50000
Менее 50
Менее -60

30 235
Менее 25
Менее 0.025
Менее –40


25 1000
Менее 0.025
Менее -60


Более 1000
Менее 1
Менее -60

235 470
Менее 25
Менее 0.025
-

235 960
25 20000
Менее 0.025
Менее -60


Более 20000
Менее 20
Менее -60


ПРИЛОЖЕНИЕ 4 НОМИНАЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЙ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

А) Радиоэлектронная аппаратура с использованием электронных ламп и полупроводниковых приборов

Номинальные значения постоянных напряжений вторичных источников питания (в вольтах) рекомендуется выбирать из ряда:
0.25 0.40 0.60 1.20
1.50 2.40 3.00 4.00
4.5 5.0 5.2 6.0
(6.3) 9.0 (10.0) 12.0
(12.6) 15.0 20.0 24.0
27.0 30.0 36.0 (40.0)
48.0 60.0 80.0 100.0
(125.0) 150.0 200.0 250.0
(300.0).
Предельные отклонения напряжений источников питания следует выбирать из ряда допустимых отклонений:
0.1% 0.2% 0.5% 1%
2% 3% 5% 10%
15% 20%.
Вторичные источники питания с меньшими предельными отклонениями напряжений имеют, как правило, более сложную схему, больший вес, габариты и стоимость.
Б) Радиоэлектронная аппаратура с использованием интегральных микросхем

Номинальные значения постоянных напряжений вторичных источников питания (в вольтах) аппаратуры, выполненной с использованием микросхем, рекомендуется выбирать из ряда:
1.20 2.40 3.00 4.00
5.0 6.0 (6.3) 9.0
12.0 (12.6) 15.0 24.0
27.0 30.0 48.0 100.0
150.0 200.0
Значения, приведенные в скобках, подлежат согласованию с заказчиком, а те же значения для интегральных микросхем в новых разработках использовать запрещается.
ПРИЛОЖЕНИЕ 5 НОМИНАЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ ЭЛЕМЕНТОВ

Номинальные значения элементов (конденсаторов и сопротивлений) стандартизованы и выбираются из определенных рядов чисел. Согласно стандарту СЭВ 1076-78 установлено семь рядов: Е3; Е6; Е12; Е24; Е48; Е96; Е192. Цифры после «Е» указывают число номинальных значений в каждом десятичном интервале (декаде).
При проектировании рекомендуется выбирать резисторы из ряда Е12 и Е24, а конденсаторы - Е3, Е6, Е12, Е24.
Значение номинала элемента может быть образовано из числа ряда, умноженного на 10N , где N - целое положительное или отрицательное число.
Наиболее употребляемые ряды номинальных значений элементов
Таблица П5.
Е3
Е6
Е12
Е24
Е3
Е6
Е12
Е24

1,0
1,0
1,0
1,0

3,3
3,3
3,3




1,1



3,6



1,2
1,2


3,9
3,9




1,3



4,3


1,5
1,5
1,5
4,7
4,7
4,7
4,7




1,6



5,1



1,8
1,8


5,6
5,6




2,0



6,2

2,2
2,2
2,2
2,2

6,8
6,8
6,8




2,4



7,5



2,7
2,7


8,2
8,2




3,0



9,1


Фактические значения элементов могут отличаться от номинальных значений в пределах допускаемых отклонений. Последние указываются в процентах в соответствии с рядом:
±0,1%; ±0,25%; ±0,5%; ±1%; ±2%;
±10%; ±20%; ±30%; ; -; ; ; .
Для резисторов наиболее применимы элементы с допускаемыми отклонениями ±5% и ±10%.
Тип рассчитанного в схеме резистора выбирается, исходя из номинальной мощности рассеяния, температурного коэффициента сопротивления и собственных шумов.
Номинальная мощность рассеяния – это максимально допускаемая мощность, которую резистор может длительное время рассеивать при непрерывной электрической нагрузке в заданных условиях, сохраняя параметры в установленных пределах. В соответствии с ГОСТ значения номинальной мощности рассеяния в Ваттах выбираются из ряда:
0,01 0,025 0,05
0,125 0,25 0,5
1 2 5 8
10 16 25 50 75
100 160 250 500
Температурный коэффициент сопротивления (ТКС) характеризует относительное изменение сопротивления при изменении внешней температуры на С. Собственные шумы резистора оцениваются по значению возникающей на его выводах переменной ЭДС шумов, отнесенной к 1 В приложенного к резистору напряжения постоянного тока.
Значения температурных коэффициентов сопротивления и величины собственных шумов приведены в табл. П6.
Температурные и шумовые параметры сопротивлений
Таблица П6
Тип резистора
ТКС, 1/град С
ЭДС шумов, мкВ/В

Углеродистые (ВС)
-(5 20)*
1; 5

Бороуглеродистые прецизионные (БЛП)
-(1,2 2,5)*
0,5

Металлодиэлектрические (МЛТ, МТ, С2-6)
±(7 16)*
1; 5

Металлодиэлектрические прецизионные (С2-13, С2-14, С2-15)
±(0,25 6)*
1

Композиционные объемные
(ТВО, С4-2, СПО)
(-20 +6)*
3; 5; 10; 25; 45

Композиционные лакопленочные (КИМ, КВМ, КЛМ, С3-5, С3-6, СП)
±(10 25)*
4; 5; 8; 10; 15;
30; 40

Проволочные постоянные и
переменные
(-5 +10)*


Проволочные точные и
прецизионные
±(0,15 1,5)*



Для конденсаторов с номинальными емкостями ниже 10 пФ допускаемые отклонения указываются в абсолютных значениях:
±0,1 пФ; ±0,25 пФ; ±0,5 пФ; ±1 пФ.
Выбор конденсаторов для каскадов радиопередающих устройств производится при учете следующих условий.
Электрический расчет каскадов радиопередающего устройства позволяет определить емкости блокировочных, разделительных и контурных конденсаторов и действующее на них напряжение. Правильный выбор конденсаторов обеспечивает надежность работы и стабильность параметров радиопередающего устройства в течение всего времени эксплуатации.
Параметрами конденсатора являются:
номинальная емкость;
максимальное переменное напряжение;
максимальное постоянное напряжение;
потери;
предельная реактивная мощность;
собственная индуктивность;
температурный коэффициент емкости (ТКЕ);
электрическая прочность.
Шкала номинальных значений емкостей при различных допускаемых отклонениях от номиналов устанавливается в соответствии с ГОСТ 2519-67.
Предельная реактивная мощность РРдоп определяет границы применения конденсатора в цепях переменного тока, откуда может быть определена допустимая амплитуда переменного напряжения на конденсаторе



Собственная индуктивность Lc конденсатора зависит от длины выводов и геометрических размеров. В высокочастотных цепях радиопередающих устройств рекомендуется применять емкости с минимальной паразитной индуктивностью - керамические и слюдяные, у которых

Lc=(1 - 10)*10-9 Гн.

Меньшие значения собственной индуктивности имеют так называемые безиндукционные конденсаторы (не имеют проволочных выводов, впаиваются в схему непосредственно обкладками).
Величина температурного коэффициента емкости конденсаторов в промежуточных каскадах радиопередающих устройств, не играет существенной роли. Однако при проектировании стабильных автогенераторов эта характеристика принимается во внимание в первую очередь. Конденсаторы с диэлектриком из радиочастотной керамики подразделяются на группы по значению ТКЕ (табл. П7), а конденсаторы из низкочастотной керамики – по относительному изменению емкости в рабочем диапазоне температур (табл. П8).

Группы температурных коэффициентов емкости конденсаторов из радиочастотной керамики
Таблица П7
Обозначение группы ТКЕ
Номинальное значение ТКЕ (1/оС)
Маркировоч-ная точка
Цвет корпуса

П120
120 * 10-6
Без точки
Синий

П100
100 * 10-6
Черная
Синий

П60
60 * 10-6

Серый

П33
33 * 10-6
Без точки
Серый

МП0
0
Черная
Голубой

М33
-33 * 10-6
Коричневая
Голубой

М47
-47 * 10-6
Без точки
Голубой

М75
-75 * 10-6
Красная
Голубой

М150
-150 * 10-6
Оранжевая
Красный

М220
-220 * 10-6
Желтая
Красный

М330
-330 * 10-6
Зеленая
Красный

М470
-470 * 10-6
Синяя
Красный

М700
-700 * 10-6
Без точки
Красный

М750
-750 * 10-6
Без точки
Красный

М1300
-1300 * 10-6
Без точки
Зеленый

М1500
-1500 * 10-6
Без точки
Зеленый

М2200
-2200 * 10-6
Желтая
Зеленый

М3300
-3300 * 10-6




Относительное изменение емкости конденсаторов из низкочастотной керамики
Таблица П8
Обозначение группы
Изменение емк. в диапазоне от –60 оС до +80 оС, не более
Цвет точки
Цвет корпуса

Н30
±30%
Зеленый
Оранжевый

Н50
±50%
Синий
Оранжевый

Н70
-70%

Оранжевый

Н90
-90%
Белый
Оранжевый

Основные электрические параметры конденсаторов, рекомендуемых к применению в радиопередающих устройствах малой и средней мощности, приведены в таблице П9.

Параметры керамических конденсаторов
Таблица П9
тип
харак-теристика
ем-кость,
пФ
рабочее напряжение,
В
группа
ТКЕ
макс. реакт. мощн., ВА
Примечание

КД
диско-вый
1 270
250; 300; 400; 500
П120; П33; М47; М150
20 100
1, 2, 3



220 680
160; 300
Н70
1 5
3

КТ
труб-чатый
1 2200
250; 300; 400; 500; 750
П120; М47; М75; М150
20 1200
1,2



680 33000
160; 300
Н70

3

КМ
кера-мический
16 5600
160; 250
П33; М33; М47; М750; М1500
10 40
1, 2, 3


монолит-
680 68000
100; 160
Н30
10 40
3


ный
1500 15000
50
Н90
10 40
3

К10-7
кера-мический
2,2 2200
160; 500
все по таблице П8
20 100
1, 2, 3

КМ-6
кера-мичес-
120 15000
25; 50
П33; М47; М750
10 40
1, 2, 3


кий
10000 150000
25; 50
Н50
10 40
3



22000 1000000
25; 50
Н90
10 40
3

К10-9
кера-мический
11 0,47
15
П33; М33; М47; М75; М750; Н33; М1500
2,5 25
1, 2, 3

Примечание: рекомендуется для использования
1 - в контурах высокостабильных автогенераторов;
2 - в колебательных контурах и схемах связи;
3 - в качестве блокировочных конденсаторов.
ПРИЛОЖЕНИЕ 6 ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ДРОССЕЛИ

Блокировочные индуктивности используются во всех высокочастотных каскадах радиопередающих устройств. Как правило, для этого используются дроссели с ферритовым сердечником, имеющие небольшие размеры и небольшую собственную емкость. В таблице П10 приведены параметры высокочастотных теплостойких дросселей типа ДМ (ГИО.477005 ТУ).
Параметры высокочастотных дросселей
Таблица П10
тип
индуктив-ность, мкГн
макс. ток, А
доброт-ность
диаметр, мм
длина,
мм

ДМ-3-1
1
3,0
25
3,8


ДМ-3-2
2
3,0
20
3,8


ДМ-3-3
3
3,0
35
4,4


ДМ-3-4
4
3,0
25



ДМ-2,4-3
3
2,4
25
3,6


ДМ-2,4-4
4
2,4
20
3,6


ДМ-2,4-5
5
2,4
35
4,2
13,5

ДМ-2,4-6
6
2,4
30
3,6


ДМ-2,4-20
20
2,4
30
4,7


ДМ-1,2-5
5
1,2
20
3,4


ДМ-1,2-6
6
1,2
25
3,4


ДМ-1,2-8
8
1,2
25
4,0


ДМ-1,2-10
10
1,2
25
3,4


ДМ-1,2-25
25
1,2
50
4,5


ДМ-1,2-30
30
1,2
40
3,4


ДМ-0,6-10
10
0,6
20
3,3


ДМ-0,6-12
12
0,6
25
3,3


ДМ-0,6-16
16
0,6
30
3,9
72,0

ДМ-0,6-40
40
0,6
50
4,4
72,0

ДМ-0,6-50
50
0,6
40
3,9
72,0

ДМ-0,6-60
60
0,6
30
3,9
72,0

ДМ-0,4-16
16
0,4
30
3,2


ДМ-0,4-20
20
0,4
25
3,2
11,0

ДМ-0,4-25
25
0,4
40
3,8
11,0


Таблица П10
Продолжение
тип
индуктив-ность, мкГн
макс. ток, А
доброт-ность
диаметр, мм
длина,
мм

ДМ-0,4-30
30
0,4
35
3,8
11,0

ДМ-0,4-80
80
0,4
70
3,8
11,0

ДМ-0,4-100
100
0,4
60
4,3
11,0

ДМ-0,4-112
112
0,4
35
3,8
11,0

ДМ-0,4-125
125
0,4
50
3,8
21,5

ДМ-0,3-140
140
0,3
90
3,8
11,0

ДМ-0,2-25
25
0,2
60
3,1


ДМ-0,2-30
30
0,2

3,1


ДМ-0,2-40
40
0,2

3,1
13,5

ДМ-0,2-50
50
0,2
70
3,1


ДМ-0,2-140
140
0,2
90
3,1


ДМ-0,2-160
160
0,2
85
3,1
80,0

ДМ-0,2-180
180
0,2
70
4,2


ДМ-0,2-200
200
0,2
70
3,1


ДМ-0,2-224
224
0,2
100
3,1


ДМ-0,1-50
50
0,1

3,1


ДМ-0,1-60
60
0,1

3,1


ДМ-0,1-80
80
0,1
80
3,1
70,0

ДМ-0,1-100
100
0,1

3,0


ДМ-0,1-112
112
0,1

3,0


ДМ-0,1-125
125
0,1

3,0


ДМ-0,1-160
160
0,1
70
3,6


ДМ-0,1-180
180
0,1

3,6


ДМ-0,1-200
200
0,1

3,0


ДМ-0,1-250
250
0,1

3,0


ДМ-0,1-280
280
0,1

3,0


ДМ-0,1-315
315
0,1

3,0


ДМ-0,1-450
450
0,1
90
4,1


ДМ-0,1-500
500
0,1
80
3,0





ПРИЛОЖЕНИЕ 7 Гармонический анализ косинусоидальных импульсов тока

Расчет большинства каскадов радиопередающих устройств выполняется в предположении, что импульсы тока выходного электрода имеют косинусоидальный вид. Такое упрощение можно использовать при работе на не очень высоких частотах, когда еще не проявляется инерционность активного элемента и в случаях, когда отсутствует провал в форме импульса выходного тока.


где - крутизна активного элемента;
- угол отсечки выходного тока;
- размах (максимальное значение) импульса выходного тока.
При вышеуказанном допущении можно представить выходной ток разложением в ряд Фурье:

Iвых (t)= I0 +I1cosw0t+I2cos2w0t+ ...+Incosnw0t,

где I0 - постоянная составляющая выходного тока;
I1 - амплитуда первой гармоники выходного тока;
I2 - амплитуда второй гармоники выходного тока;
In - амплитуда n-той гармоники выходного тока.
Амплитуды гармоник определяются по формулам для коэффициентов ряда Фурье и выражаются через коэффициенты Берга gn(q), an(q), gn(q):

In = SUвхgn(q),
In = an(q),
an(q)=gn(q)/(1-cosq),
gn(q)=gn(q)/g0(q)=an(q)/a0(q).

Если ГВВ работает в перенапряженном режиме и наблюдается провал или раздвоение импульса выходного тока, то, вводя понятие верхнего угла отсечки (для провала в импульсе выходного тока), и второго нижнего угла отсечки (для раздвоения), можно по аналогии представить разложение тока в ряд Фурье [5].





Таблица П8
Коэффициенты Берга
Угол, град
g0
g1
g2
g3
a0
a1
a2
a3
g1
g2
g3

0
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
0,000
2,000
2,000
2,000

5
0,000
0,000
0,000
0,000
0,018
0,037
0,036
0,036
1,998
1,993
1,985

10
0,000
0,001
0,001
0,001
0,037
0,073
0,073
0,072
1,993
1,974
1,944

15
0,001
0,003
0,003
0,003
0,055
0,110
0,108
0,104
1,986
1,944
1,878

20
0,004
0,008
0,008
0,008
0,074
0,146
0,140
0,132
1,975
1,903
1,788

25
0,008
0,017
0,016
0,014
0,092
0,181
0,171
0,155
1,962
1,851
1,678

30
0,014
0,028
0,026
0,023
0,110
0,215
0,198
0,171
1,946
1,789
1,549

35
0,023
0,044
0,040
0,032
0,128
0,248
0,221
0,181
1,926
1,718
1,407

40
0,034
0,065
0,056
0,043
0,147
0,280
0,240
0,184
1,905
1,638
1,255

45
0,048
0,090
0,075
0,053
0,165
0,310
0,256
0,181
1,880
1,552
1,097

50
0,065
0,121
0,095
0,061
0,182
0,339
0,267
0,171
1,854
1,460
0,938

55
0,085
0,156
0,116
0,066
0,200
0,366
0,273
0,156
1,824
1,363
0,782

60
0,109
0,195
0,137
0,068
0,218
0,391
0,275
0,137
1,793
1,263
0,632

65
0,135
0,239
0,158
0,066
0,235
0,414
0,273
0,115
1,760
1,162
0,491

70
0,166
0,286
0,176
0,060
0,252
0,435
0,267
0,091
1,725
1,059
0,362

75
0,199
0,337
0,191
0,049
0,269
0,455
0,258
0,066
1,688
0,957
0,247

80
0,236
0,390
0,202
0,035
0,286
0,472
0,245
0,042
1,650
0,857
0,148

85
0,276
0,444
0,209
0,018
0,302
0,487
0,229
0,020
1,611
0,759
0,066

90
0,318
0,500
0,212
0,000
0,318
0,500
0,212
0,000
1,570
0,666
0,000

95
0,363
0,555
0,209
-,018
0,334
0,511
0,193
-,016
1,529
0,577
-,050

100
0,410
0,610
0,202
-,035
0,349
0,520
0,172
-,030
1,488
0,494
-,085

105
0,458
0,663
0,191
-,049
0,364
0,526
0,151
-,039
1,446
0,417
-,107

110
0,508
0,713
0,176
-,060
0,378
0,531
0,131
-,044
1,404
0,346
-,118

115
0,558
0,761
0,158
-,066
0,392
0,535
0,111
-,046
1,362
0,282
-,119

120
0,609
0,804
0,137
-,068
0,406
0,536
0,091
-,045
1,321
0,226
-,113

125
0,659
0,844
0,116
-,066
0,419
0,536
0,074
-,042
1,280
0,176
-,101

130
0,708
0,879
0,095
-,061
0,431
0,535
0,058
-,037
1,241
0,134
-,086


Таблица П8
Продолжение
Угол, град
g0
g1
g2
g3
a0
a1
a2
a3
g1
g2
g3

135
0,755
0,909
0,075
-,053
0,442
0,532
0,044
-,031
1,203
0,099
-0,07

140
0,800
0,935
0,056
-,043
0,453
0,529
0,031
-,024
1,167
0,070
-,053

145
0,842
0,955
0,040
-,032
0,463
0,525
0,022
-,018
1,133
0,047
-,038

150
0,881
0,971
0,026
-,023
0,472
0,520
0,014
-,012
1,102
0,030
-,026

155
0,915
0,983
0,016
-,014
0,480
0,515
0,008
-,007
1,074
0,017
-,015

160
0,944
0,991
0,008
-,008
0,487
0,511
0,004
-,004
1,049
0,009
-,008

165
0,968
0,996
0,003
-,003
0,492
0,507
0,001
-,001
1,029
0,003
-,003

170
0,985
0,999
0,001
-,001
0,496
0,503
0,000
-,000
1,013
0,001
-,001

175
0,996
1,000
0,000
0,000
0,499
0,501
0,000
0,000
1,003
0,000
0,000

180
1,000
1,000
0,000
0,000
0,500
0,500
0,000
0,000
1,000
0,000
0,000




ПРИЛОЖЕНИЕ 8 Высокочастотные Y-параметры транзистора по схеме ОЭ

Система Y-параметров связывает входные и выходные токи четырехполюсника со входным и выходным напряжениями.




где - входная проводимость четырехполюсника;
- проводимость обратной передачи (обратной связи) четырехполюсника;
- проводимость прямой передачи четырехполюсника;
- выходная проводимость четырехполюсника.
Все проводимости определяются в режиме короткого замыкания по другому электроду. На высоких частотах эти проводимости являются комплексными величинами.
Для расчета Y-параметров необходимо знать следующие параметры транзистора и режима его работы:
- статический коэффициент передачи тока базы транзистора;
- сопротивление базы транзистора, [Ом];
- емкость коллекторного перехода транзистора, [Ф];
- рабочая частота, [рад/с];
- постоянная составляющая тока эмиттера, [А];
(Т - граничная частота передачи тока транзистора, [рад/с].
Предварительно рассчитываются вспомогательные безразмерные величины:






С учетом вспомогательных параметров рассчитываются Y-параметры:




Полученные значения параметров выражены в [А/В], [Сим], или [Ом-1].


ПРИЛОЖЕНИЕ 9 Расчет индуктивных элементов

В качестве индуктивностей для колебательных контурах используются следующие структуры:
в диапазоне КВ - однослойные катушки;
в диапазоне УКВ - одновитковые и печатные катушки;
выше 200 МГц - отрезки длинных линий.
При выполнении катушки из провода диаметр последнего d (мм) выбирается по известному току I (А), допустимому перегреву поверхности провода t0 (400 С500 С) и частоте f (МГц):

d (1,8 I(f/ t2 )0,25

Катушки, выполняемые печатным способом, могут иметь спиральную или прямоугольную конфигурацию витков.
Таблица П9
Основные характеристики проводников
материал
удельное сопротивление

*(0м
толщина поверхн. слоя
*104((f)-1, мкм
поверхн. сопротивление
*10-7 ((f),
Ом
коэфф. линейн. расшир.
*10-6 ,
1/Со
адгезия к диэлект-рику

Серебро
0,95
6,41
2,5
21,0
Плохая

Медь
1,0
6,6
2,6
18,0
Очень плохая

Золото
1,36
7,86
3,0
15,0
Очень плохая

Алюминий
1,6
8,24
3,3
26,0
Плохая

Вольфрам
3,2
11,88
4,7
4,6
Хорошая

Молибден
3,3
12
4,7
6
Хорошая

Никель
5,1
13,8
5,5
13
Хорошая

Хром
7,6
18,07
7,2
9
Очень хорошая

Тантал
9,1
19,78
7,2
6,6
Очень хорошая

где f - частота, [Гц];
(0м - удельное сопротивление меди ((0м=1,73*10-8 Ом м).
В качестве проводников желательно использовать металлы с небольшим удельным сопротивлением, а в качестве диэлектриков (для каркасов катушек и для подложки печатных конструкций) – изоляционные материалы с небольшими потерями на высоких частотах. Для выполнения печатных катушек следует использовать проводники с хорошей адгезией.
Таблица П10.
Основные характеристики диэлектрических материалов
диэлектрик
(
(для f=10 ГГц)
tg(
(для f=10 ГГц)
коэфф. теплопро-водности
*10-3 Вт/(мм Со )
коэфф. линейного раширен.
*10-7 , 1/Со
стандартные размеры пластин а*в,[см*см]; h, [мм]

Тефлон фольгир. ФФ-4
2
-
-
-
-

Фторо-пласт
2,3
2,5*10-4
-
20
-*-; 2

Кварцевое стекло С5-1
3,8
-
-
-
-

Окись берилия
6,6
-
-
-
-

Ситалл СТ50-1
6,78,2
(220)*10-4
3,2
50
60*48; 0,5
60*48; 1,
60*48; 2,0

Броке-рит – 9
6,8 7
4*10-4
160
92
-

Ситалл СТ38-1
7,25
(220)*10-4
1,31
38
60*48; 0,5
60*48; 1,
60*48; 2,0

Поликор
9,6 9,8
1*10-4
30
75
24*30; 0,5
24*30; 1,0

Керами-ка ГМ
9,510
(0,51)*10-4
20
64
24*16; 0,5

Ситалл СТ32-1
10
(35)*10-4
1,04
32
60*48; 0,5
60*48; 1,
60*48; 2,0

Ситалл КП-15
15
5*10-4
-
-
-

Полистирол ПТ-16
16
-
-
-
-

Флан
25
-
-
-
-

ТЛ – 750
50
6*10-4
-
-
30*48; 1,0
30*48; 2,0

Параметры наиболее часто используемыех в радиопередающих устройствах проводников приведены в табл. П9, диэлектриков в табл. П10.





Расчет числа витков однослойной цилиндрической катушки со сплошной намоткой.

Задано:
L - индуктивность катушки [мкГн];
(K - коэффициент полезного действия контура, в состав которого входит катушка;
P~ - колебательная мощность на выходе контура [Вт];
( - рабочая частота [рад/с];
Iк - амплитуда тока в контуре [А].
Расчет проводится в следующей последовательности.
1) Задаемся конструктивным параметром V:

0,5(V(2

где V=l/d
l – длина намотки;
d – диаметр провода.
2) Вычисляем площадь поперечного сечения катушки S (S=lD):

S=P~(K/KS

где KS - удельная тепловая нагрузка на 1 см2 сечения катушки (рекомендуется выбирать в пределах 0,11 Вт/см2).

Вычисляем длину катушки l:



4) Вычисляем диаметр катушки D:



Вычисляем число витков катушки NL:



Если число витков получается дробным, пересчитываем диаметр таким образом, чтобы получилось ближайшее целое число.
Вычисляем диаметр провода катушки (в милиметрах):



7) Вычисляем собственное сопротивление потерь катушки:



8) Проверяем полученное значение коэффициента полезного действия контура, в который входит катушка индуктивности:

(К=(вн/((0+(вн)

9) Проверяем электрическую прочность катушки:

Uк/[NL(В - d)](Едоп

где Uк - амплитуда напряжения на катушке;
Едоп - напряженность поля пробоя (2,5 кВ/см для бескаркасной катушки, 1,0 кВ/см для катушки, намотанной на диэлектрическом каркасе);
В - конструктивный параметр:

В=l/NL

Если электрическая прочность катушки недостаточна, то необходимо увеличить диаметр катушки и произвести расчет заново.
На этом конструктивный расчет закончен.


Расчет длины круглого проводника.

Конструктивно небольшие значения индуктивности могут быть реализованы в виде проводника круглого проводника.

Выбираем диаметр провода d (в сантиметрах)



2) Определяем длину проводника l0 из формулы




Расчет длины проводника прямоугольного сечения.

Вычисляем площадь сечения проводника (в сантиметрах)



Выбираем толщину Y и ширину Z проводника (в сантиметрах) из формулы



3) Определяем длину проводника l0 из формулы



(при Z((Y)


Расчет радиуса круглого витка проводника круглого сечения.

Выбираем диаметр проводника d (в сантиметрах)



2) Определяем радиус проводника R из формулы




Расчет стороны квадратного витка из проводника круглого сечения.

Выбираем диаметр проводника d (в сантиметрах)



2) Определяем сторону квадратного витка проводника А из формулы

L=8А [ln(2A/d)+(0,5d/A)-0,774].


Расчет плоской печатной катушки.

1) Выбираем диаметр внутреннего и внешнего витков катушки Амин и Амах (в сантиметрах). Рекомендуется выбирать внутренний диаметр не менее 10 мм, а ширину печатного проводника не менее 0,5 - 1 мм.
2) Определяем число витков из формулы


где К1=2,33 , К2=4 для спиральной катушки,
К1=12,05 , К2=8 для прямоугольной катушки,




Амах



Амин








Рис. П1.


Расчет нагрузочной системы генератора с внешним возбуждением на полосковых линиях.

Нагрузочные системы на полосковых линиях предпочтительны в диапазонах рабочих частот, где конструктивные параметры индуктивностей становятся близкими к вырожденным (число витков меньше одного). В диапазоне частот 110 ГГц добротность микрополосковых элементов составляет 100400. На более низких частотах добротность микрополосковых элементов приближается к величинам 4060.
На рис. П2 изображена нагрузочная система на несимметричных полосковых линиях (НПЛ). Нагрузочная система на несимметричных полосковых линиях состоит из четвертьволнового отрезка НПЛ ((0 - волновое сопротивление отрезка линии, l0 - длина отрезка линии), выполняющего роль трансформатора сопротивлений и двух шлейфов ((1, l1 и (2, l2 ), нагруженных на емкости С1 и С2. Эти шлейфы компенсируют реактивные сопротивления на входе и выходе трансформатора.
Задано:
y22 – комплексная выходная проводимость транзистора на рабочей частоте;
ZH - комплекное сопротивление нагрузки;
( - рабочая частота;
RОЕкр - сопротивление нагрузки транзистора, обеспечивающего его работу в критическом режиме.
(0 l0




(1 (2
l1 l2
ZH





С1 С2




Рис. П2.
ZH=RH+jXH

Расчет проводится в следующей последовательности.
1) Вычисляем входное сопротивление шлейфа ((1, l1), необходимое для компенсации реактивной составляющей выходной проводимости транзистора:

X1=1/Jm(y22)

2) Вычисляем входное сопротивление шлейфа ((2, l2), необходимое для компенсации реактивной составляющей сопротивления нагрузки (если нагрузка имеет реактивную составляющую):

X2= -(R2H+X2H)/XH

3) Вычисляем эквивалентное активное сопротивление, подключенное к выходу четвертьволнового трансформатора ((0, l0) после компенсации реактивной составляющей сопротивления нагрузки:

(=(R2H+X2H)/RH

4) Вычисляем волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора, обеспечивающего условие согласования транзистора с нагрузкой:


5) Производим конструктивный расчет элементов схемы на НПЛ.

5.1) Выбираем диэлектрик (таблица П10).

W



h



Рис. П3.

5.2) Для выбранного диэлектрика определяем ширину микрополоска W по волновому сопротивлению (, для чего вычисляем дополнительные параметры А и В. Выбираем толщину подложки, исходя из номенклатуры взятого диэлектрика (обычно 0,52 мм):



Если А(1.52, то пользуемся выражением:



Если А(1.52, то пользуемся выражением:



Точность вычисления по приведенным формулам не хуже 2% при малой толщине проводника микрополоска ((0.005h).

5.3) Вычисляем эффективную диэлектрическую проницаемость диэлектрика микрополоска :



5.4) Вычисляем длину волны в НПЛ с данным волновым сопротивлением (0:


где ( - длина волны в свободном пространстве на рабочей частоте:



5.5) Вычисляем длину четвертьволнового трансформатора:


5.6) Задаемся шириной шлейфов W1 , W2 и определяем параметры шлейфов (1 , (2 , (1( , (2( :


5.7) Выбираем подстроечные конденсаторы С1 и С2.

l0


(0 W0


ZH
(1 (2
l1 l2
W2
W1






C1 C2




Рис. П4.

5.8) Вычисляем реактивные значения сопротивления подстроечных конденсаторов при средних значениях емкости:

Хс1= -530(/С1
Хс2= -530(/С2

5.9) Вычисляем длины шлейфов l1 ,l2:

l1=((1(/6,28)arctg((Х1(1 - Хс1(1) /((21+Х1Хс1))
l2=((2(/6,28)arctg((Х2(2 - Хс2(2) /((22+Х2Хс2))

Рассчитанная микрополосковая структура имеет изображенную на рис. П4 топологию.
При неудачном задании ширины шлейфов W1 и W2 или емкостей подстроечных конденсаторов размеры конструкции получаются нереализуемыми (слишком большие или слишком маленькие), тогда рекомендуется изменить ширину и пересчитать параметры шлейфов.


ПРИЛОЖЕНИЕ 10 Расчет эквивалентных параметров антенны

Выходной каскад радиопередающего устройства небольшой мощности (10100 Вт) коротковолнового и ультракоротковолнового диапазона нагружается на фидер, согласованный со входным сопротивлением антенны, или на сравнительно простую антенну (вертикальный штырь, наклонный луч, Г- образную или Т- образную антенну). Если тип и геометрические размеры антенны заданы, то могут быть определены активная и реактивная составляющие входного сопротивления антенны.
Расчет схемы выходного каскада передатчика при работе на согласованный фидер ведется из условия, что передатчик работает на активное сопротивление, равное волновому сопротивлению фидера.
Для расчета элементов схемы согласования передатчика с антенной предварительно нужно определить ее эквивалентные параметры в диапазоне рабочих частот. В общем случае входное сопротивление антенны получается комплексное:



Величины активной и реактивной составляющих входного сопротивления антенны определяются соотношением длины антенны, рабочей длины волны, диаметра провода, из которого изготовлена антенна, потерь высокочастотной энергии в проводах, изоляторах антенны и окружающих предметах.
Рассмотрим расчет параметров штыревой антенны и антенны типа «длинный луч».
Задано
f - рабочая частота (диапазон частот);
la - длина антенны.
Вычисляем длину волны (:



где с - скорость света.
Из конструктивных соображений (для обеспечения необходимой жесткости и прочности при минимальном весе конструкции) задаемся радиусом проводника антенны r.
Вычисляем волновое сопротивление антенны:



Вычисляем входное сопротивление антенны:
4.1) Для «короткой» антенны (la(0,25() справедливо выражение:



где
Для «длинной» антенны (если длина антенны сравнима с длиной волны или больше ее)




где


где и - активная и реактивная составляющие сопротивления излучения антенны:





где Si и Ci – интегральные синус и косинус.
Расчет симметричных антенн ведется по приведенных выше формулам, но величины сопротивлений (входное сопротивление, сопротивление излучение и волновое сопротивление) необходимо увеличить по сравнению с расчетными значениями в два раза.


ПРИЛОЖЕНИЕ 11 Расчет теплового режима работы транзисторного каскада

В зависимости от транзистора и его рабочих режимов рассеяние тепла, выделяющегося при работе, происходит естественным или принудительным образом.
Транзисторы с максимальной мощностью рассеяния 0,10,5 Вт обычно эксплуатируются без радиатора. В справочниках указывается максимальная допустимая мощность рассеяния на коллекторе при определенной температуре окружающей среды, а также формула для уменьшения допустимой рассеиваемой мощности при повышении температуры.
Если в справочных данных указывается максимальная температура перехода и тепловое сопротивление переход-среда , то максимальная допустимая мощность рассеяния на коллекторе



где - максимальная температура воздуха.
С целью увеличения следует использовать радиатор, ориентировочная площадь которого для естественного воздушного охлаждения (когда тепловой контакт между транзистором и радиатором идеален) может быть определена по формуле:



где - тепловое сопротивление переход-корпус.


ПРИЛОЖЕНИЕ 12. Коэффициенты цепей согласования


Рис. П5. Графики коэффициента П-образной согласующей цепи.





Рис. П6. Графики коэффициента лестничной согласующей цепи.

ПРИЛОЖЕНИЕ 13 Параметры мощных высокочастотных транзисторов
Таблица П 11











В
В
Вт
Ом
Ом
Ом
Ом

КТ-802А
150
3,0
30
1.1
0,7
0,05
0,8

КТ-90ЗА
80
4,0
15
5
1,5
0,05
0,7

КТ-904А
65
4,0
8
5
5
0,1
3

КТ-907А
65
4,0
13,5
1,7
2
0,4
1,3

КТ-909А
60
3,5
30
3
1
0,4
2

КТ-909Б
60
3,5
42
1,5
0,5
0,05
0,5

КТ-911А
55
3,0
I
7
3
0,05
1

КТ-912А
70
5,0
70
0,8
0,5
0,05
3,8

КТ-913А
55
3,5
3,3
15
2
0,15
2

КТ-913Б
55
3,5
6
6
1,2
0,4
1

КТ-913В
55
3,5
11
5
1
0,2
1

КТ-914А
65
4,0
2,5
2,5
5
0,2
1

КТ-916А
55
3,5
15
3
2
0,2
1

КТ-910А
30
2,5
0,25
10
1
0,05
1

КТ-918А
40
2,5
0,6
50
1,3
0,05
0,7

КТ-919А
45
3,5
4,4
8
0,5
0,14
0,7

КТ-919Б
45
3.5
2
16
1
0,05
1.4

Продолжение Таблицы П 11











МГц
В
пФ
пФ
нГ
нГ

КТ-802А
25
45
0,7
400
1000
20
20

КТ-90ЗА
55
130
0,7
140
1400
12
12

КТ-904А
10
350
6,7
9,5
130
2,5
2,0

КТ-907А
30
350
0,7
16
260
0,8
2,5

КТ-909А
10
650
0,7
28
300
0,45
1,7

КТ-909Б
20
690
0,6
40
300
0,35
1,7

КТ-911А
10
1800
0,7
5
7
0,3
4

КТ-912А
15
90
0,7
250
4000
4
4

КТ-913А
40
1100
0,7
4
25
0,3
3

КТ-913Б
30
1200
0,7
8
66
0,25
2,5

КТ-913В
50
1100
0,7
7,5
50
0,25
2,3

КТ-914А
35
550
0,7
10
130
3
3

КТ-916А
30
1200
0,7
20
15
1,2
1,2

КТ-910А
25
3000
0,7
25
70
1,1
1,1

КТ-918А
30
3000
0,7
2
10
0,8
0,15

КТ-919А
30
2000
0,7
7,5
40
0,4
0,14

КТ-919Б
30
2000
0,7
4,1
20
0,5
0,25



Таблица П 12











В
В
Вт
Ом
Ом
Ом
Ом

КТ-920А
36
4
2,0
3,2
1
0,1
0,7

КТ-920Б
36
4
5,0
1,2
1
0,05
0,9

КТ-920В
36
4
20,0
0,3
1
0.1
1,1

КТ-921А
65
4
12,5
2,3
1
0,05
0,5

КТ-922А
65
4
5
8
1
0,05
0,7

КТ-922Б
65
4
20
2
1
0,05
1

КТ-925А
36
4
2,4
1,5
0,5
0,2
0,4

КТ-925Б
36
4
5
1,2
0,5
0,1
0,5

КТ-922В
35
3,5
21
0,3
0,5
0,1
0,5

КТ-927А
70
3,5
75
0,2
0,5
0,2
0,5

КТ-929А
30
3,0
2
1,6
0,5
0,05
0,6

КТ-930А
30
4
40
0,8
0,5
0,1
0,4

КТ-930Б
30
4
75
0,25
0,5
0,05
0,5

КТ-931А
30
4
80
0,2
0,5
0,06
0,2

КТ-934А
60
4
3
15
0,5
0,05
0,3

КТ-934Б
60
4
12
3,7
0,5
0,1
1

КТ-942А
45
3,5
10
3,8
0,25
0,15
3

КТ-958А
150
4
49
1,6
0,2
0,3
2

Продолжение Таблицы П 12











МГц
В
пФ
пФ
нГ
нГ

КТ-920А
25
475
0,7
12
70
0,5
1,8

КТ-920Б
30
500
0,7
20
120
0,5
1,8

КТ-920В
40
475
0,7
60
140
0,5
1,8

КТ-921А
45
100
0,7
45
400
3,5
3,5

КТ-922А
20
300
0,7
10
65
2,4
0,9

КТ-922Б
25
300
0,7
35
200
2,4
0,9

КТ-925А
40
500
0,7
20
300
0,5
1,8

КТ-925Б
40
500
0,7
20
250
0,5
1,8

КТ-922В
40
500
0,7
45
130
0,5
1,8

КТ-927А
30
150
0,7
150
2250
0,5
1,8

КТ-929А
40
450
0,7
20
1000
0,5
1,8

КТ-930А
40
700
0,7
70
800
0,4
1,8

КТ-930Б
50
800
0,7
150
2000
0,3
1,0

КТ-931А
60
400
0,7
190
200
0,3
1,6

КТ-934А
60
650
0,7
6,5
1200
0,5
1,6

КТ-934Б
60
650
0,7
10
1350
0,5
1,8

КТ-942А
40
500
0,7
16
110
0,7
0,14

КТ-958А
49
800
0,7
120
2000
0,5
1,6



ПРИЛОЖЕНИЕ 14 Классы излучения

Классы излучений обозначаются двух или трехсимвольным буквенно-цифровым кодом.
Первый индекс (буква) определяет тип модуляции:
А – амплитудная;
F – частотная;
G – фазовая;
H – однополосная с полной несущей;
R – однополосная с ослабленной несущей;
J – однополосная с подавленной несущей;
K – амплитудно-импульсная.
Второй индекс (цифра) определяет характер сигнала, модулирующего основную несущую:
1 – одноканальный, содержащий дискретную информацию без использования поднесущей;
2 - одноканальный, включающий дискретную информацию с использования поднесущей;
3 – одноканальный аналоговый;
7 – два и более канала квантованной или цифровой информации;
8 - два и более канала аналоговой информации;
В таблице представлены некоторые наиболее часто применяемые виды излучения.
Таблица П13
Класс излучения
cтарое обозначение
новое обозначение

1. Амплитудная модуляция



Излучение немодулированных колебаний
A0
N0N

1.1. Телеграфия



Незатухающие колебания (амплитудная модуляция)
A1
A1A
A1B

Тональная амплитудная модуляция
A2
A2A
A2B

Тональная одна боковая полоса частот полная несущая
A2A
H2A
H2B

Тональная одна боковая полоса частот подавленная несущая
A2J
J2B

Многоканальная тональная одна боковая полоса частот, ослабленная несущая
A7A
R7B

Таблица П13
Продолжение

Многоканальная тональная одна боковая полоса частот, подавленная несущая
A7J
J7B

1.2. Телефония



Две боковых полосы частот (в том числе радиовещание)
A3
A3E

Одна боковая полоса частот полная несущая
A3H
H3E

Одна боковая полоса частот ослабленная несущая
A3A
R3E

Одна боковая полоса частот подавленная несущая
A3J
J8E

Две независимые боковых полосы частот
A3B
B3E

1.3. Телевидение



Излучение с частично подавленной боковой полосой частот
A5C
C5F

2. Угловая модуляция



Телеграфия частотная (фазовая) одноканальная
F1
F1B (G1B)

Частотная (фазовая) телефония (включая звуковое радиовещание)
F3
F3E (G3E)

Двухканальная частотная (фазовая) телеграфия
F6
F7B (G7B)

3. Импульсная модуляция



Последовательность немодулированных импульсов
P0
P0N

3.1. Телеграфия



Амплитудная манипуляция импульсной несущей одноканальным квантованным сигналом
P1D
K1B

3.2. Телефония



Модуляция импульсов по амплитуде
P3D
K3E

Модуляция импульсов по ширине и длительности
P3E
L3E

Модуляция импульсов по положению или фазе
P3F
M3E


Оглавление
Введение 3
1. Перечень используемых в РПУ сокращений 6
2. Перечень используемых обозначений 7
3. Классификация РПУ 8
4. Типовые структурные схемы РПУ 9
4.1. Радиопередающие устройства с АМ 10
4.2. Связное однополосное РПУ 11
4.3. РПУ с частотной модуляцией 13
5. Порядок проектирования РПУ 16
5.1. Общие рекомендации к предварительному расчету РПУ 17
5.2. Схемы согласования каскадов радиопередатчика с нагрузкой 22
5.2.1 Одноконтурная цепь связи 23
5.2.2. Двухконтурная цепь связи 25
5.2.3. Г - образная цепь связи 28
5.2.4. П - образная цепь связи 30
5.2.5. Лестничная цепь четвертого порядка 32
5.3. Порядок расчета ГВВ на биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером34
5.4. Модуляция 43
5.4.1. Амплитудная модуляция 44
5.4.2. Коллекторная модуляция 45
5.4.3. Базовая модуляция 47
5.4.4. Усиление амплитудно-модулированных колебаний 49
5.4.5. Комбинированная модуляция 51
5.5. К расчету элементов принципиальных схем ГВВ 52
5.6. Умножитель частоты 52
5.6.1. Умножитель частоты первого типа на биполярном транзисторе 55
5.6.2. Порядок проектирования умножителя частоты 57
5.7. Автогенератор 63
5.7.1. Порядок расчета автогенератора на транзисторе 64
5.7.2. Расчет частотно-модулированного генератора 74
5.7.3. Транзисторный автогенератор с кварцевым резонатором 77
5.8. Фазовый модулятор 83
5.8.1. Фазовый модулятор с параллельным LC контуром 85
5.8.2 Фазовый модулятор с полосовым фильтром на связанных LC контурах 88
Литература 90
Приложение 1. Образец титульного листа к курсовому проекту 92
Приложение 2. Бланк задания к курсовому проекту 93
Приложение 3. Требования к выходному сигналу РПУ 94
Приложение 4. Номинальные значения напряжений источников питания 98
Приложение 5. Номинальные значения элементов 99
Приложение 6. Высокочастотные дроссели 104
Приложение 7. Гармонический анализ косинусоидальных импульсов тока 106
Приложение 8. Высокочастотные y-параметры транзистора по схеме ОЭ 110
Приложение 9. Расчет индуктивных элементов 112
Приложение 10. Расчет эквивалентных параметров антенны 123
Приложение 11. Расчет теплового режима работы транзисторного каскада 126
Приложение 12. Коэффициенты цепей согласования 127
Приложение 13. Параметры мощных высокочастотных транзисторов 129
Приложение 14. Классы излучения 131
Оглавление 133



G
f




УМ



f
Nf




МК




УНЧ




ЦС



G1
500 кГц




БМ1



Ф2
f1+500 кГц




УМ



Ф1
500 кГц




УНЧ



G2
f1




БМ2




ЦС



G1
500 кГц




БМ1



Ф2
10,7 МГц




УМ



Ф1
500 кГц




УНЧ



G2
10,2 МГц




БМ2



Синтезатор
частоты





БМ3



Ф3





ЦС




G1





ЦС





УМ1




Ф





УНЧ




УЧ




УМ2




G1





ЦС





ФД




ФНЧ





УНЧ



G2
ГУН




УМ




ДПКД




G





ФВ




И





УНЧ




Ф




УМ




УЧ





ЦС




НЭ



Ф



G

ДЧ
N



ФД



G




ФНЧ



Проводник
диэлектрик






Приложенные файлы

  • doc 14831011
    Размер файла: 2 MB Загрузок: 0

Добавить комментарий